Формирование и прием радиосигналов с использованием квадратурных схем преобразования частоты
На правах рукописи
Федчун Андрей Александрович
ФОРМИРОВАНИЕ И ПРИЕМ РАДИОСИГНАЛОВ
С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ
КВАДРАТУРНЫХ СХЕМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ
Специальность 05.12.04 –Радиотехника,
в том числе системы и устройства телевидения
АВТОРЕФЕРАТ
диссертации на соискание ученой степени
кандидата технических наук
Таганрог – 2010
Работа выполнена на кафедре Радиоэлектронных средств защиты и сервиса (РЭС ЗиС) Технологического института Федерального государственного автономного образовательного учреждения высшего профессионального образования "Южный федеральный университет" Министерства образования и науки Российской Федерации.
| Научный руководитель: | Румянцев Константин Евгеньевич, доктор технических наук, профессор |
| Официальные оппоненты: | Федосов Валентин Петрович, доктор технических наук, профессор, Технологический институт Южного федерального университета, г. Таганрог |
| Сучков Петр Валентинович, кандидат технических наук, доцент, Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса, г. Шахты | |
| Ведущая организация: | ФГУП ВНИИ «ГРАДИЕНТ», г. Ростов-на-Дону |
Защита состоится " 9 " сентября 2010 г. в 14 часов 20 минут на заседании диссертационного совета Д 212.208.20 при Южном федеральном университете в Технологическом институте по адресу:
Ростовская область, г. Таганрог, пер. Некрасовский, 44, ауд. Д–406.
С диссертацией можно ознакомиться в зональной научной библиотеке Южного федерального университета по адресу:
г. Ростов-на-Дону, ул. Пушкинская, 148.
Просим Вас прислать отзыв, заверенный гербовой печатью учреждения, по адресу:
347928, ГСП–17, Ростовская область, г. Таганрог, пер. Некрасовский, 44, Технологический институт Южного федерального университета Ученому секретарю Совета.
Автореферат разослан " 7 " июля 2010 г.
| Ученый секретарь диссертационного совета Д 212.208.20 кандидат технических наук, доцент | В.В. Савельев |
ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ
Актуальность темы. В настоящее время в радиотехнике широко используются цифровые радиосистемы передачи информации (ЦРСПИ).
Внедряемое 4-е поколение мобильной (сотовой) связи (технология LTE), цифровое телевидение (технологии DVB, ISDB, DTMB), цифровое радиовещание (технологии DRM, DAB, IBOC), ЦРСПИ локальных сетей (технология WiFi – стандарты IEEE 802.11a/g/n), системы мобильного и фиксированного радиодоступа (технология WiMAX – стандарты IEEE 802.16d/e), многие системы фиксированного радиодоступа миллиметрового диапазона и цифровые радиорелейные системы предполагают использование радиосигналов с мультиплексированием с разделением по ортогональным частотам (OFDM). Также в современных ЦРСПИ часто обрабатываются групповые радиосигналы с двухпозиционной частотной манипуляцией (ДЧМ), фазовой (ФМ) и квадратурной амплитудной (КАМ) манипуляциями, в частности, в базовых станциях систем мобильной (сотовой) связи 2-го/3-го поколений. Большинство из перечисленных технологий и систем предназначены в основном для работы в диапазонах сверхвысоких частот и используют радиосигналы с полосами частот от единиц-десятков мегагерц до единиц гигагерц.
В передатчиках и приемниках, использующих OFDM-радиосигналы или групповые радиосигналы, наиболее часто применяется техника прямого преобразования (ТПП), а в ней чаще всего применяются аналоговые квадратурные схемы преобразования частоты (АКСПЧ) – квадратурные модуляторы (КМ) и квадратурные демодуляторы (КД). Квадратурные OFDM-сигналы и квадратурные групповые сигналы формируют в цифровом виде, и они уже представляют собой модулированные сигналы, поэтому впоследствии с помощью них в КМ выполняется преобразование частоты квадратурных сигналов с одной боковой полосой (ПЧ-ОБП) с помощью двухфазного метода (ДФМ). При приеме OFDM-радиосигналов или групповых радиосигналов в КД выполняется их квадратурное преобразование на нулевую промежуточную частоту (ПЧ), а впоследствии выполняется цифровая обработка сигналов (ЦОС).
При реализации ПЧ-ОБП наличие амплитудного и фазового дисбаланса квадратурных каналов КМ приводит к формированию внеполосного излучения остатка второй боковой полосы (ВБП) радиосигнала. При реализации преобразования радиосигнала на нулевую ПЧ наличие амплитудного и фазового дисбаланса квадратурных каналов КД приводит в дальнейшем к неполному подавлению сигнала зеркального канала (ЗК). Выпускаемые интегральные микросхемы (ИМС) КМ и КД не всегда обеспечивают точность баланса квадратурных каналов, необходимую для реализации радиопередатчиков и радиоприемников современных ЦРСПИ с заданными характеристиками.
Проведенные исследования позволяют заключить, что разработка новых методов формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ, использующих АКСПЧ, для уменьшения внеполосного излучения остатка ВБП при повышающем преобразовании частоты и уменьшения остатка сигнала ЗК при понижающем преобразовании частоты, а также разработка методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов КМ и КД являются актуальными научными задачами.
Применение методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов (обычно в виде ЦОС) совместно с ДФМ при формировании и приеме радиосигналов не является единственно возможным вариантом решением описанной проблемы. Можно пойти по пути разработки или использования других методов ПЧ-ОБП, позволяющих при таких же АКСПЧ достичь более низкого относительного уровня остатка ВБП или сигнала ЗК. В теории однополосной модуляции (ОМ) известен фазофильтровый метод (ФФМ), использующий для формирования радиосигналов КМ, а КД – для их приема (Е.Г. Момот, Д.К. Уивер мл.), и который подходит для этой цели.
Однако современный уровень знаний оставляет нерешенным вопрос о возможности использования ФФМ для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ. Для ФФМ не исследовано влияния дисбаланса квадратурных сигналов на радиосигналы, как при их формировании, так и при их приеме. Нет соответствующих ФФМ моделей дисбаланса квадратурных сигналов и методов его коррекции, а также для него не описана обработка квадратурных модулирующих сигналов. Ряд недостатков ФФМ ставит вопрос о разработке нового метода ПЧ-ОБП лишенного их, но обладающего его преимуществами.
Целью диссертации является уменьшение внеполосного излучения остатка ВБП и уменьшение остатка сигнала ЗК путем разработки нового метода ПЧ-ОБП и новых методов коррекции дисбаланса квадратурных сигналов АКСПЧ.
Объектом исследования являются методы ПЧ-ОБП, методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов АКСПЧ, а также устройства их реализующие.
Предметом исследования является формирование радиосигналов с помощью ПЧ-ОБП и коррекция дисбаланса квадратурных сигналов АКСПЧ.
Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие частные задачи:
1) провести анализ существующих в теории ОМ методов ПЧ-ОБП и установить перспективные направления для уменьшения внеполосного излучения остатка ВБП;
2) разработать и исследовать новый метод ПЧ-ОБП, обеспечивающий отсутствие внеполосного излучения остатка ВБП в сформированном радиосигнале;
3) показать возможность прямого формирования промежуточных квадратурных сигналов нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ для осуществления ПЧ-ОБП;
4) показать возможность применения ФФМ для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ;
5) показать применимость существующих моделей дисбаланса квадратурных сигналов АКСПЧ и методов его коррекции для нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ;
6) разработать новые модели дисбаланса квадратурных сигналов АКСПЧ и методы его коррекции для нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ;
7) провести исследования по практической реализации разработанных и исследованных методов и устройств на их основе.
Методы исследования. Для решения поставленных в работе задач использованы методы теории формирования и приема радиосигналов, численные методы, математические расчеты применительно к реальным характеристикам радиосигналов, методы математического моделирования с применением ЭВМ, а также экспериментальные исследования.
Основные научные положения, выдвигаемые для защиты:
1) устранение внеполосного излучения остатка ВБП в радиосигнале возможно путем преобразования на нулевую среднюю частоту первичных квадратурных сигналов с одной боковой полосой с получением промежуточных квадратурных сигналов и последующего преобразования частоты этих сигналов с одной боковой с получением заданного радиосигнала;
2) прямое формирование промежуточного квадратурного OFDM-сигнала возможно путем формирования относительно нулевой частоты двух OFDM-сигналов, представляющие нижнюю и верхнюю части спектра первичного квадратурного OFDM-сигнала относительно его средней частоты с последующим их объединением в единый квадратурный сигнал; прямое формирование промежуточных квадратурных групповых сигналов возможно путем формирования одноканальных квадратурных сигналов на их промежуточных частотах из первичных квадратурных или модулирующих сигналов с последующим объединением в единый квадратурный сигнал;
3) модель дисбаланса сигналов АКСПЧ заключается в раздельном описании дисбаланса при преобразовании частоты сигналов двух половин спектра первичного преобразуемого сигнала относительно частоты преобразования, используемой до/в КМ/КД;
4) при осуществлении нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ коррекция дисбаланса квадратурных сигналов АКСПЧ при дисбалансе выходных каналов фазовращателя КМ/КД возможна путем создания дисбаланса сигналов частоты низкочастотного преобразования или путем создания дисбаланса преобразуемых/преобразованных сигналов низкочастотного преобразования; коррекция дисбаланса квадратурных сигналов АКСПЧ при дисбалансе входных/выходных каналов КМ/КД возможна путем создания дисбаланса преобразуемых/преобразованных сигналов низкочастотного преобразования;
5) при реализации нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ искажения от сигнала остатка ВБП в формируемых радиосигналах можно представить как ошибку модуляции.
Научная новизна работы состоит в следующем:
1. Разработан и исследован новый метод ПЧ-ОБП, обеспечивающий отсутствие внеполосного излучения остатка ВБП в сформированном радиосигнале;
2. Разработаны методы прямого формирования промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных групповых квадратурных КАМ- и ДЧМ-сигналов нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ для осуществления ПЧ-ОБП;
3. Разработан вариант реализации ФФМ для осуществления ПЧ-ОБП с обработкой квадратурных модулирующих сигналов;
4. Разработаны модели дисбаланса сигналов АКСПЧ для нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ и разработаны соответствующие методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов.
5. Получены аналитические выражения для описания искажений в сформированных и принимаемых радиосигналах с цифровыми видами модуляций при осуществлении нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ.
Практическая ценность работы заключается в следующем:
1. Разработано устройство «Формирователь однополосного сигнала», защищенное патентом на полезную модель 70060 РФ, формирующее радиосигнал с ОМ без внеполосного излучения остатка ВБП, используя для этого новый метод ПЧ-ОБП;
2. Разработано устройство «Формирователь группового радиосигнала», защищенное патентом на полезную модель 75121 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка ВБП с помощью усовершенствованной схемы ФФМ, адаптированной к обработке квадратурных модулирующих сигналов;
3. Разработано устройство «Формирователь группового сигнала», защищенное патентами на полезную модель 75121 РФ и 75810 РФ, формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка ВБП, используя для этого новый метод ПЧ-ОБП;
4. Разработаны технические решения формирователей промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных групповых квадратурных КАМ- и ДЧМ-сигналов для осуществления ПЧ-ОБП с помощью КМ без внеполосного излучения остатка ВБП;
5. Разработано техническое решение реализации нового метода ПЧ-ОБП с двумя КМ, позволяющее осуществлять фильтрацию внутриполосного остатка ВБП конечного радиосигнала;
6. Разработаны технические решения коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов с помощью нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ;
7. Показана применимость нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ для формирования и приема OFDM-радиосигналов и для формирования групповых КАМ- и ДЧМ-радиосигналов современных ЦРСПИ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов существующих АКСПЧ;
8. Описана методика определения дисбаланса квадратурных сигналов для осуществления коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при реализации нового метода ПЧ-ОБП и ФФМ.
Внедрение результатов работы. Результаты диссертационной работы использовались в НИОКР ООО Фирма «Анкад», г. Москва и в ОКР ОАО Московское конструкторское бюро «Компас», г. Москва.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на научно-технических конференциях: III Ежегодной научной конференции студентов и аспирантов базовых кафедр Южного научного центра РАН (г. Таганрог, 19 апреля 2007 г.); XIV Международной научно-практической конференций студентов и аспирантов «Радиоэлектроника, электротехника и энергетика» (г. Москва, 28-29.02.2008 г.); XVII Международной научно-технической конференции «Современное телевидение» (г. Москва, 17-18 марта 2009 г.); XI Международной Конференции и Выставке «Цифровая обработка сигналов и ее применение – DSPA-2009» (г. Москва, 2009 г).
Публикации. Основные положения диссертационной работы отражены в 10 печатных работах, из них 3 статьи, опубликованные в ведущих рецензируемых научных журналах, определенных ВАК для изложения основных научных результатов: «Журнал научных публикаций аспирантов и докторантов» (1 статья, 2007 г.), «Известия ЮФУ. Технические науки» (2 статьи, 2009 г.). Также 1 статья опубликована в электронном научном журнале «Журнал радиоэлектроники» (2010 г.), а 2 из указанных печатных работ опубликованы в сборниках материалов всероссийских и международных конференций: «Труды 17-й Международной научно-технической конференции «Современное телевидение», Москва, 2009 г. и «Труды 11-й Международной конференции «Цифровая обработка сигналов и ее применение – DSPA-2009», Москва, 2009 г. По материалам работы получены 3 патента РФ на полезные модели.
Все основные научные результаты, приведенные в диссертации, получены автором лично.
Структура диссертационной работы. Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, списка используемой литературы и приложений. Общий объем диссертационной работы составляет 220 страниц, включая 90 иллюстраций и 21 таблицу, список литературы состоит из 165 наименований на 10 листах, в том числе 11 работ автора, отражающих материалы диссертации.
СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ
Во введении приведена общая характеристика работы, обоснована актуальность темы, определены цель, предмет и объект исследований, сформулирована научная задача, на решение которой направлена диссертационная работа, приведены научная новизна и практическая значимость результатов работы, а также представлены основные научные положения и наиболее существенные научные результаты, выдвигаемые для защиты.
В первой главе рассматриваются формирование, обработка и свойства информационных (модулирующих) сигналов, представленных в виде квадратурных сигналов. Даны определения первичных OFDM-сигналов, первичных групповых OFDM-, КАМ- и ДЧМ-сигналов в виде аналитических выражений. Рассмотрены устройства обработки квадратурных сигналов в современных ЦРСПИ и принципы их работы. Проведен анализ существующих в теории ОМ методов ПЧ-ОБП и методов подавления ЗК, проблемы дисбаланса квадратурных сигналов, а также осуществлена постановка научной задачи диссертации.
Квадратурными будет считать пару сигналов, описываемых выражениями:
, (1)
, (2)
где функция 
– представляет амплитуду модулирующего сигнала, а функция 
– фазу модулирующего сигнала. Вещественный модулирующий сигнал 
в данном случае также описывается выражением (1) и представляется в виде произведения двух функций 
и 
, являющихся случайными. Сигнал 
называется синфазным сигналом (синфазной частью), сигнал 
– квадратурным сигналом (квадратурной частью). Квадратурным сигналом часто называют и пару этих сигналов.
Первичный групповой КАМ-сигнал можно записать в виде:
, (3)
где 
, 
, 
– синфазная компонента модулирующего сигнала k-го канала, а 
– квадратурная компонента модулирующего сигнала k-го канала, 
– частотный разнос между каналами (сетка частот); N – число несущих частот (число каналов, число одноканальных КАМ-сигналов), 
– круговая частота первой несущей частоты. Сигналы с ФМ-2 и ФМ-4 являются частными случаями КАМ-сигнала.
Первичный OFDM-сигнал можно представить в комплексном виде:
, (4)
где N – число несущих в OFDM-сигнале, а первичный групповой OFDM-сигнал можно записать в комплексном виде:
, (5)
где 
– модулирующий символ КАМ k-й несущей; 
– длительность модулирующих символов КАМ; T – интервал дискретизации; L – число каналов (число одноканальных OFDM-сигналов), N – число несущих частот в одноканальном OFDM-сигнале; l – номер канала; 
– круговая частота первой несущей частоты.
Первичный групповой ДЧМ-сигнал можно записать в виде:
. (6)
где 
– значение информационного бита (0 или 1) k-го канала; 
– амплитуда k-го канала; 
– девиация частоты; N – число каналов (число одноканальных ДЧМ-сигналов).
Квадратурные дополнения (Q) первичных сигналов можно получить, произведя сдвиг их фазы на 90 градусов. Первичные групповые сигналы считаем широкополосными сигналами, спектры которых расположены только в положительной области частот в окрестностях нулевой частоты, по аналогии с первичным OFDM-сигналом.
Распространенным вариантом формирования радиосигналов является ПЧ-ОБП с помощью КМ (рисунок 1, а) при реализации ДФМ. Распространенным вариантом приема радиосигналов является их преобразование на нулевую ПЧ с помощью КД (рисунок 1, б). На рисунке 1 введены обозначения: П – перемножитель; ФВ – фазовращатель; С – сумматор, Г – вход сигнала генератора (гетеродина), I/Q – входы/выходы квадратурных каналов КМ/КД.
Рисунок 1
ДФМ и ФФМ являются двумя методами известными в теории ОМ, реализующимися с помощью КМ и КД. При ДФМ синфазная (I) и квадратурная (Q) компоненты модулирующего сигнала (рисунок 2, а), подаваемые на КМ с помощью соответственно I/Q компонент гармонического сигнала с частотой 
преобразуются на эту несущую частоту. Нижние боковые полосы (БП) в полученных двух сигналах противофазны и уничтожаются при сложении в сумматоре КМ, в результате чего получается требуемый полезный радиосигнал, но амплитудный и фазовый дисбаланс квадратурных каналов КМ приводит к формированию остатка ВБП (рисунок 2, б).
Рисунок 2
В КД полезный радиосигнал вместе с сигналом ЗК с помощью такого же гармонического сигнала 
преобразуются в квадратурные сигналы нулевой ПЧ. Ненужные высокочастотные (ВЧ) компоненты этих сигналов фильтруются. При сдвиге одного квадратурного сигнала на 90 градусов относительного второго сигнала непосредственно или в процессе демодуляции сигнала и их сложении выделяется полезный (или демодулированный) сигнал. Амплитудный и фазовый дисбаланс квадратурных каналов КД приводит к получению остатка сигнала ЗК (рисунок 2, в).
Подавления ВБП или ЗК (обычно 30…40 дБ) недостаточно для формирования (требуется ~40…120 дБ) или приема (требуется обычно не менее 60 дБ) радиосигналов современных ЦРСПИ.
Схема устройства, реализующего ФФМ, показана на рисунке 3.
Сначала в П1 и П2 происходит квадратурное преобразование вещественного модулирующего сигнала на нулевую среднюю частоту с помощью I/Q компонент гармонического сигнала генератора низкой частоты (ГНЧ), Частота его равна средней частоте в спектре модулирующего сигнала (рисунки 4, а и 4, б).
Рисунок 3
Выделение нижних БП (рисунки 4, в и 4, г) из сигналов данного преобразования производится с помощью фильтров нижних частот (ФНЧ), в результате получаются промежуточные квадратурные сигналы I(t) и Q(t). Затем, при квадратурном преобразовании с помощью соответственно I/Q компонент гармонического сигнала частоты 
на эту среднюю частоту в КМ ВБП формируется внутри спектра полезного радиосигнала R(t) (рисунки 4, д и 4, е) и ее остаток в сформированном радиосигнале (рисунок 4, ж) не приводит к формированию внеполосного излучения.
Рисунок 4
ФФМ обеспечивает меньший уровень внеполосного излучения, особенно при цифровой фильтрации ФНЧ, не зависящий от дисбаланса квадратурных каналов в КМ, по сравнению с ДФМ. Прием радиосигнала с помощью ФФМ происходит обратно формированию радиосигнала. Сначала в КД происходит квадратурное преобразование принимаемого радиосигнала на нулевую среднюю частоту (рисунки 4, а и 4, б). ВЧ компоненты этого преобразования фильтруются (рисунки 4, в и 4, г). Затем происходит квадратурное преобразование полученных сигналов с помощью соответственно I/Q компонент гармонического сигнала частоты 
на эту среднюю частоту (рисунки 4, д и 4, е, вместо 
– 
). Сигнал ЗК является инверсией спектра полезного сигнала, при сложении 2-х сигналов полезный сигнал будет с остатком ЗК (рисунок 4, ж).
Во второй главе описана разработка нового метода ПЧ-ОБП – каскадного двухфазного метода (КДФМ). Вместо схем фильтрового метода в ФФМ (рисунок 3) для выделения БП можно использовать схемы ДФМ. Здесь сначала происходит выделение БП с помощью ДМ при квадратурном преобразовании модулирующего сигнала на нулевую среднюю частоту, а затем происходит выделение БП с помощью ДФМ при квадратурном преобразовании полученного сигнала на несущую частоту. На рисунке 5, а показана структурная схема устройства, реализующего КДФМ, где введены обозначения: В1, В2 – вычитатели; 
– фазы сигнала ГНЧ. Все варианты КДФМ, получающие сигнал с верхней БП, приведены в таблице 1 и приводят к результатам (в частности, I(t) и Q(t)), аналогичным ФФМ. Дополнительно к рисунку 5, а для получения радиосигнала с ОМ используется фазовращатель для получения квадратурного сигнала из вещественного (патент №70060), для получения OFDM- или группового радиосигнала используется модулятор первичного квадратурного сигнала (патенты №75121 и №75810) по выражениям (3) – (6).
Рисунок 5
Таблица 1
| Комбинация сумматоров и вычитателей | Соотношение фаз  , градусов | Вариант сложения или вычитания сигналов перемножителей П1…П4 |
| С1, С2 | 0/90/90/180 | П1+П2, П3+П4 |
| С1, В2 | 0/90/90/0 | П1+П2, П3-П4 |
| С1, В2 | 0/90/-90/180 | П1+П2, П4-П3 |
| В1, С2 | 0/-90/90/180 | П1-П2, П3+П4 |
| В1, С2 | 180/90/90/180 | П2-П1, П3+П4 |
| В1, В2 | 0/-90/90/0 | П1-П2, П3-П4 |
| В1, В2 | 0/-90/-90/180 | П1-П2, П4-П3 |
| В1, В2 | 180/90/90/0 | П2-П1, П3-П4 |
| В1, В2 | 180/90/-90/180 | П2-П1, П4-П3 |
При использовании С1, С2, сигналы с их выходов и с выходов П1, П3, П5, П6 и С3 совпадают с сигналами показанными соответственно рисунками 4, в, г, а, б, д-ж. Спектры сигналов с выходов П2 и П4 имеют противоположную фазу верхних БП по сравнению с сигналами, показанными соответственно рисунками 4, а и 4, б. Получение промежуточных квадратурных сигналов I(t) и Q(t) и радиосигнала R(t) можно описать выражениями:
. (7)
. (8)
. (9)
Спектр сформированного радиосигнала R(t) является сдвинутой на среднюю частоту 
копией спектра модулирующего сигнала (несущая частота 
).
Промежуточные квадратурные сигналы в соответствии с (3) – (6) в общем случае получаются сдвигом спектров первичных квадратурных сигналов вниз по частоте на величину 
, в частности, на 
, в соответствии с КДФМ и ФФМ.
Представим промежуточный квадратурный OFDM-сигнал в виде комплексного сигнала:
, (10)
где 
– число всех несущих частот в этом сигнале; здесь 
– одна из ортогональных частот первичного OFDM-сигнала; 
; 
– интервал дискретизации 
– первая ортогональная частота.
Тогда прямое формирование (без преобразования частоты) этого сигнала представим в виде суммы двух квадратурных OFDM-сигналов (в комплексном виде):
, (11)
, (12)
где нулевая частота модулируется только в одном сигнале.
Схема синтезированного по выражениям (11) и (12) устройства, формирующего OFDM-радиосигнал, приведена на рисунке 6. В OFDM-модуляторе-1 формируется верхняя половина от спектра первичного квадратурного OFDM-сигнала, а в OFDM-модуляторе-2 – нижняя. Синфазные и квадратурные компоненты складываются соответственно в цифровых сумматорах ЦС1 и ЦС2 и преобразуются в цифроаналоговых преобразователя (ЦАП1 и ЦАП2) в аналоговый вид.
Рисунок 6
Прямое формирование промежуточного группового квадратурного OFDM-сигнала можно представить как сумму первичных одноканальных квадратурных OFDM-сигналов, преобразованных каждый на свою промежуточную частоту 
в виде:
, (12)
, (13)
, (14)
, (15)
где индексы B, H – обозначают сигналы верхних и нижних несущих частот каналов относительно частоты 
; 
– круговая промежуточная частота для l-го канала.
Промежуточный групповой квадратурный КАМ-сигнал может быть напрямую сформирован путем КАМ каждой из несущих частот 
и сложения полученных одноканальных квадратурных КАМ-сигналов. При точном наложении зеркальных несущих частот одноканальных сигналов в промежуточных групповых квадратурных OFDM- и КАМ-сигналов, возможно их формирование путем сложения первичных одноканальных квадратурных сигналов и преобразования частоты/модуляции относительно общих зеркальных частот (общий вид дан ниже выражениями (25) и (26), где зеркальный сигнал – более высокочастотный). При этом количество несущих до 2 раз меньше, чем в исходном групповом квадратурном сигнале. Промежуточный групповой квадратурный ДЧМ-сигнал напрямую формируется путем ДЧМ каждой из несущих частот 
и сложения полученных одноканальных квадратурных ДЧМ-сигналов. При этом для отрицательных несущих частот, модулируются их модули с инверсией закона модуляции (вместо 0 – 1 и наоборот). Для соответствующих случаев используются КАМ- и ДЧМ-модуляторы на заданные несущие частоты с неизменными или измененными модулирующими сигналами.
Сигналы, показанные на рисунке 5, б, описываются выражениями (
– частный случай 
):
, (16)
, (17)
, (18)
, (19)
, (20)
. (21)
Исходная компонента 
– часть спектра выше средней частоты, а исходная компонента 
– часть спектра ниже средней частоты 
в спектре сигнала 
.
Формирование радиосигнала по КДФМ можно представить как согласованное по амплитуде и фазе формирование двух радиосигналов по ДФМ по отдельности с последующим их сложением. КМ1 используется для получения по ДФМ верхней БП, то есть, части спектра сигнала R(t) выше частоты 
. КМ2 используется для получения по ДФМ нижней БП, то есть, части спектра сигнала R(t) ниже частоты 
. Схема устройства, показанная на рисунке 5, б дополняется формирователями промежуточных квадратурных сигналов без объединения сигналов для двух половин спектра в единый квадратурный сигнал.
Предложен новый вариант реализации ФФМ, предназначенный для обработки квадратурного модулирующего сигнала. На рисунке 3 убирается фазовращатель Ф, сигнал ГНЧ подается на П1 и П2, сигнал 
– на П2, а 
– на П1 (патент №75121). Нижние БП сигналов с выходов П1 и П2 имеют соответственно обратный и такой же фазовые спектры, как и у сигналов соответственно рисунков 4, б и 4, а. Полезная БП и ВБП на выходе П3 и П4 имеют фазы соответственно 90, -90 и 90 градусов. Получаемый радиосигнал R(t) отличается от известного варианта ФФМ только фазовым сдвигом 90 градусов относительно входного сигнала. При приеме радиосигнала выходные сигналы КД имеют такую же и сдвинутую на 90 градусов фазу, как у сигналов рисунков 4, д и 4, е.
В третьей главе проведен анализ КДФМ и ФФМ.
Установлено, что преобразование спектра частот входного сигнала в КДФМ аналогично таковому в ФФМ. При любом значении частоты ГНЧ и любой ширине полосы частот входного сигнала для КДФМ возможно выделение БП при низкочастотном (НЧ) преобразовании, в отличие от ФФМ. Количество арифметических операций над разными квадратурными сигналами всегда одинаково и равно 6 на квадратурную пару отсчетов, в отличие от цифровой фильтрации в ФФМ.
На рисунке 7, а приведен условный спектр сформированного КДФМ радиосигнала, где m [дБ] – величина подавления верхней БП при НЧ преобразовании, n [дБ] – величина подавления ВБП в КМ. Выбор частоты 
средней в спектре модулирующего сигнала для КДФМ оптимален – остаток ВБП полностью внутри спектра полезного радиосигнала, внеполосного излучения ВБП нет. При прямом формировании промежуточных квадратурных сигналов отсутствуют внеполосные побочные спектральные компоненты НЧ преобразования (рисунок 7, б). При реализации КДФМ с двумя КМ возможно дополнительное подавление внутриполосного остатка ВБП фильтрацией сигналов с выходов КМ и до их сложения.
Рисунок 7
Для КДФМ за счет фазового подавления БП при ЦОС НЧ преобразования частота дискретизации сигналов может быть вплоть до минимальной 
(при условии 
).
Для цифроаналогового преобразования при одинаковых ФНЧ и частоте дискретизации для КДФМ, ФФМ и ДФМ большая частотная расстройка гармоник для КДФМ и ФФМ приводит к лучшей их фильтрации – внеполосное излучение меньше, или наоборот ФНЧ для КДФМ и ФФМ могут быть проще, чем для ДФМ. За счет «сворачивания» спектра сигнала для КДФМ и ФФМ, возможно цифроаналоговое преобразование в 
раза более широкой полосы частот и в 
раза более высокочастотного сигнала, чем с помощью ДФМ.
Для КДФМ и ФФМ невозможно увеличение внеполосного излучения остатка ВБП радиопередатчика при увеличении дисбаланса квадратурных сигналов в КМ, в отличие от ДФМ.
В четвертой главе рассматриваются вопросы анализа и коррекции дисбаланса квадратурных сигналов для КДФМ и ФФМ.
Дисбаланс квадратурных сигналов в КМ и КД как величина относительная, сведен к каналу Q. Модель реального КМ заключается в изменении в точках 1, 2, 3 (рисунок 5, а) амплитуды и фазы сигналов соответственно (во временной области): в 
и на 
, в 
и на 
, в 
и на 
, а модель реального КД (обратно КМ) – в изменении в точках 1, 2, 3 амплитуды и фазы сигналов соответственно: в 
и на 
, в 
и на 
, в 
и на 
. Для КДФМ и для ФФМ при узкополосных радиосигналах величины 
и 
, 
, 
могут быть сведены к константам, и далее к составляющим 
и 
. Модели дисбаланса квадратурных сигналов для КДФМ и ФФМ для КМ (выход перемножителя канала Q) и КД (выход Q) представлена соответственно выражениями:
, (22)
, (23)
где 
, 
, 
, 
– соответственно амплитуды и фазы соответственно НЧ и ВЧ половин модулирующего/принимаемого сигнала относительно частот 
/
.
Для КДФМ и ФФМ коррекция дисбаланса составляющих 
и 
, 
может быть сведена к изменению входного сигнала канала Q КМ соответственно в 
и на 
, в 
, для ФФМ коррекция дисбаланса составляющих 
и 
, 
может быть сведена к изменению выходного сигнала канала Q КД соответственно в 
и на 
, в 
. Такие варианты коррекции дисбаланса квадратурных сигналов известны для ДФМ.
Разработанные методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов заключаются в следующем. Для КМ для КДФМ (для П3 и П4) и ФФМ (для П2) коррекция дисбаланса составляющих 
и 
может быть сведена к изменению амплитуд и фаз сигналов ГНЧ соответственно в 
и на 
, для КД для ФФМ (для П2) – аналогично. Изменение сигналов ГНЧ производится в узкополосных фазовращателях с коэффициентом передачи 
. Также возможно: для КМ для КДФМ (для входов П3 и П4) и для ФФМ (для входа П2) – изменение входных сигналов в 
и на 
, для КД для ФФМ (для выхода П2) – изменение выходного сигнала в 
и на 
. Фазовращатели в таком случае широкополосные, по полосе частот входных сигналов.
Для КМ для КДФМ и ФФМ (для входов П3 и П4) и для ФФМ (для входа П2) коррекция дисбаланса составляющих 
и 
, может быть сведена к изменению входных сигналов в 
и на 
, для КД для ФФМ (для выхода П2) может быть сведена к изменению выходного сигнала в 
и на 
: для заданных функций коррекции в частотной области 
и 
(рисунок 8, а), 
и 
(рисунок 8, в) преобразование функций относительно частоты НЧ преобразования показано соответственно на рисунках 8, б и 8, г. Для изменения фазы входных сигналов используются широкополосные фазовращатели, для изменения амплитуды – фильтры с заданной амплитудно-частотной характеристикой.
Общая схема коррекции баланса (предыскажения) промежуточных квадратурных сигналов для нижней и верхней частей спектров первичных сигналов показана на рисунке 8, д. Для групповых сигналов спектры их одноканальных сигналов должны быть только по одну сторону от частоты 
(
).Изменение сигналов производится в широкополосных фазовращателях с коэффициентом 
. Поворот фазы для сложенных половин спектра промежуточного сигнала возможен в виде сложения части синфазного промежуточного сигнала с квадратурным промежуточным сигналом: 
, 
, где 
, 
.
Рисунок 8
Дисбаланс квадратурных сигналов для КДФМ с двумя КМ, как величина относительная, сведен к КМ2. Модель дисбаланса заключается в изменении в точке 4 (рисунок 5, б) амплитуды и фазы сигнала в 
и на 
и представлена выражением (выход КМ2):
. (24)
Компенсация составляющих 
и 
в каналах сигналов Iн(t) и Qн(t) КМ2 производится изменением амплитуды и фазы этих сигналов в 
и на 
в широкополосных фазовращателях.
Промежуточный квадратурный OFDM-сигнал или групповой КАМ-сигнал для двух зеркальных несущих частот при их точном совпадении по частоте можно записать в виде:
, (25)
, (26)
где 
, 
– амплитуды модулирующих сигналов несущих частот; 
, 
– амплитуды модулирующих сигналов зеркальных несущих частот.
На выходе КМ остаток ВБП является остатком модулирующих символов зеркальной несущей в составе модулирующих символов полезного сигнала и искажения по типу являются детерминированной (зеркальный сигнал известен) ошибкой модуляции полезного радиосигнала.
Анализ ошибки модуляции при дисбалансе квадратурных сигналов проведен с привязкой к уровню остатка ВБП при этом дисбалансе: 
– уровень остатка ВБП в разах по мощности. Для OFDM-радиосигнала средняя ошибка модуляции задается общим выражением:
, (27)
где 
– длина пакета, 
– число кадров, 
– число несущих частот. Если в дисбалансе отсутствует составляющая 
, то 
, 
, где 
, 
– амплитуды модулирующих сигналов зеркальных несущих частот, 
, 
, где 
, 
– амплитуды модулирующих сигналов несущих частот, 
, 
. Тогда это выражение вследствие зеркальности всех несущих сокращается до константы 
, то есть средний уровень ошибки модуляции равен уровню остатка ВБП. В общем случае дисбаланса 
, 
, 
, 
, тогда среднюю ошибку модуляции по всем возможным комбинациям модулирующих сигналов всех пар зеркальных частот можно определить как 
, если все варианты модулирующих символов зеркальных частот одинаковы и равновероятны, то есть на 3 дБ выше уровня остатка ВБП.
Если считать искажением в OFDM-радиосигнале любое отклонение его параметров от OFDM-радиосигнала при идеальном КМ, то уровень искажений будет таким же.
Ошибка модуляции для всего OFDM-радиосигнала по величине ее максимального значения для несущих частот относительно идеального OFDM-радиосигнала определяется как:
. (28)
При неполном совпадении диапазонов частот первой и второй БП выражение (27) и его производные умножаются на коэффициент 
, где 
– число совпадающих с зеркальными несущими несущих частот, 
– число всех несущих частот.
Для КДФМ с двумя КМ средняя ошибка модуляции при дисбалансе сигналов между двумя КМ определяется как 
, где 
– число искаженных несущих частот (меньшее число из двух частей спектра), 
– число всех несущих частот. 
при 
, то есть, на 3 дБ выше эквивалентного уровня остатка ВБП.
Для группового OFDM-радиосигнала/КАМ-радиосигнала для i-го канала ошибка модуляции по величине ее максимального значения для несущих/символов радиосигнала определяется как:
, (29)
где в данном случае 
– мощность OFDM- или КАМ-радиосигнала зеркального канала; 
– мощность исследуемого OFDM- или КАМ-радиосигнала i-го канала.
В случае группового OFDM-радиосигнала средняя ошибка модуляции определяется выражением (27) помноженным на коэффицент 
при первых описанных значениях Хi, Yi. При одинаковом и равновероятном случае появления модулирующих символов в зеркальных OFDM-радиосигналов средняя ошибка модуляции определяется как 
.
Для группового ДЧМ-радиосигнала для i-го канала отношение сигнал/шум определяется как 
, где 
– мощность ДЧМ-радиосигнала зеркального канала; 
– мощность исследуемого ДЧМ-радиосигнала i-го канала.
Вследствие обратимости преобразования спектра частот в ФФМ выражения для 
можно использовать для приема радиосигнала. При этом необходимо использовать понятие сигнал/шум вместо ошибки модуляции. Величины 
выражены в разах по мощности.
Коэффициент ошибок модуляции несущей радиосигнала (MER) в данном случае в дБ равен 
для 
, 
, 
, 
, и 
.
В пятой главе проанализирована возможность применения КДФМ и ФФМ для формирования и приема радиосигналов современных ЦРСПИ.
Расчеты ошибки модуляции и моделирование для OFDM-радиосигналов и для групповых КАМ-радиосигналов для 
и 
показали правильность полученных аналитических выражений и их результатов. Расчет и моделирование проводились для OFDM- и КАМ-радиосигналов с модуляциями ФМ-2, ФМ-4, КАМ-16, КАМ-64, КАМ-256 и с иерархическими модуляциями КАМ-16 и КАМ-64 для OFDM-радиосигналов стандарта DVB-T. Расчеты для 
без коэффициента 
дали соответственно 6, 6, 12, 18, 24 дБ для ФМ-2, ФМ-4, КАМ-16, КАМ-64, КАМ-256, расчеты для 
без коэффициента 
дали соответственно 0, 0, 9,5, 17, 23,5 дБ. Проведены расчеты количества и процентного отношения всех возможных комбинаций отношения мощностей зеркальных несущих/сигналов по значениями модулирующих символов созвездий КАМ. Ошибке модуляции не выше +12 дБ к величине остатка ВБП для OFDM-радиосигнала соответствует 96% процентов несущих с КАМ-64 и 96,34% несущих с КАМ-256.
Нормы средней ошибки модуляции проверялись для сигналов стандартов IEEE 802.11a/g/n, IEEE 802.16d/e, технологии 4-го поколения мобильной (сотовой) связи LTE и стандарта DVB-T. КДФМ и ФФМ применимы для формирования радиосигналов указанных стандартов и технологий при использовании ИМС КМ с подавлением ВБП не более 30…40 дБ.
При сравнении необходимых величин подавления ВБП для обеспечения нормы спектральной маски внеполосных излучений для ДФМ и для обеспечения нормы средней ошибки модуляции для КДФМ и ФФМ последние имеют преимущество в зависимости от модуляции и критерия оценки до ~10…40 дБ, а для DVB-T до 62 (82) дБ. КДФМ и ФФМ по нормам средней ошибки модуляции применимы для формирования групповых OFDM-радиосигналов с динамическим диапазоном (ДД=
) ~0…35 дБ, в зависимости от модуляции без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов. КДФМ и ФФМ по нормам и оценке максимальной ошибки модуляции по 
применимы для формирования групповых ФМ-радиосигналов с ДД до ~20…30 дБ и радиосигналов с КАМ-16 с ДД до ~5 дБ при существующих ИМС КМ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов. КДФМ и ФФМ применимы для формирования групповых ДЧМ-радиосигналов стандарта GSM с отношением сигнал/шум 30…40 дБ с ДД ~0…10 дБ с помощью существующих ИМС КМ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов.
Нормы отношения сигнал/шум проверялись для сигналов стандартов DVB-T и IEEE 802.16d/e. ФФМ применим для приема радиосигналов указанных стандартов при использовании ИМС КД для подавления ЗК не более 30…40 дБ. При сравнении необходимых величин подавления ЗК при типичных требованиях в радиоприемниках OFDM-радиосигналов на ~60 дБ и для обеспечения отношения сигнал/шум для ФФМ, последний имеет преимущество в зависимости от модуляции и критерия оценки ~20…50 дБ. Для приема групповых радиосигналов с помощью ФФМ необходима коррекция дисбаланса квадратурных сигналов глубиной не менее ~20…30 дБ для существующих ИМС КД с подавлением ЗК на ~30…40 дБ.
Приведена методика определения дисбаланса квадратурных сигналов для раздельного определения составляющих дисбаланса квадратурных сигналов КМ и КД. Приведен экспериментальный пример реализации этой методики и определения функций коррекции для КД в составе ИМС приемопередатчика XE1205 для диапазона 433…434 МГц. Получена схема коррекции дисбаланса квадратурных сигналов в соответствии с методом коррекции составляющих ФВ КД на различных рабочих частотах диапазона путем управления сигналами ГНЧ в цифровом виде. Расчетное подавление ЗК выросло с 32 дБ до 44 дБ – на 12 дБ.
В заключении приводятся основные результаты работы.
Основные результаты работы.
1. Разработан и исследован новый метод ПЧ-ОБП – КДФМ, обеспечивающий отсутствие внеполосного излучения остатка ВБП в сформированном радиосигнале. Разработаны методы прямого формирования промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных квадратурных групповых КАМ- и ДЧМ-сигналов КДФМ и ФФМ для осуществления ПЧ-ОБП, что позволяет устранить и внеполосное излучение от НЧ преобразования КДФМ и ФФМ. На основе КДФМ разработаны устройства формирования радиосигналов с ОМ, OFDM-радиосигналов и групповых радиосигналов (патенты №70060, №75121, №75810). Разработаны технические решения формирователей промежуточных квадратурных OFDM-сигналов и промежуточных групповых квадратурных КАМ- и ДЧМ-сигналов для осуществления ПЧ-ОБП без внеполосного излучения остатка ВБП.
2. Разработан вариант реализации ФФМ для осуществления ПЧ-ОБП с обработкой квадратурных модулирующих сигналов и на его основе устройство «Формирователь группового радиосигнала» (патент №75121), формирующее OFDM-радиосигнал или групповой радиосигнал без внеполосного излучения остатка ВБП. Показана применимость ФФМ для обработки квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов.
3. Разработаны модели дисбаланса сигналов АКСПЧ при осуществлении КДФМ и ФФМ и разработаны соответствующие методы коррекции дисбаланса квадратурных сигналов. Разработаны технические решения коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при формировании и приеме радиосигналов с помощью КДФМ и ФФМ. Описана методика определения дисбаланса квадратурных сигналов для осуществления коррекции дисбаланса квадратурных сигналов при реализации КДФМ и ФФМ. Приведен экспериментальный пример реализации этой методики и определения функций коррекции для КД в составе ИМС приемопередатчика.
4. Получены аналитические выражения для описания искажений в сформированных и принимаемых КДФМ и ФФМ радиосигналах с цифровыми видами модуляций. Искажения от сигнала остатка ВБП в полученных радиосигналах можно представить как ошибку модуляции.
5. Показана применимость КДФМ и ФФМ для формирования и приема OFDM-радиосигналов и для формирования групповых КАМ- и ДЧМ-радиосигналов современных ЦРСПИ без коррекции дисбаланса квадратурных сигналов и с ней при существующих характеристиках ИМС КМ и КД по подавлению ВБП и ЗК. По сравнению с ДФМ и супергетеродинным приемом КДФМ и ФФМ в целом обладают существенными преимуществами по минимально допустимым величинам подавления ВБП и ЗК при формировании и приеме радиосигналов современных ЦРСПИ.
Достоверность и обоснованность полученных результатов подтверждается строгостью применяемого математического аппарата, использованием многократно проверенных математических моделей, проведенными теоретическими исследованиями и моделированием и физическим экспериментом, обсуждением результатов на НТК. Внедрение основных результатов диссертации подтверждается соответствующими актами о внедрении.
Основные результаты диссертации опубликованы в следующих работах:
- Федчун А.А. Методы приема радиосигналов в защищенных телекоммуникационных системах // Известия ЮФУ. Технические науки. – 2009. – №11, с.239-244.
- Федчун А.А. Формирование сигналов для защищенных систем радиосвязи // Известия ЮФУ. Технические науки. – 2009. – №11, с.244-249.
- Федчун А.А. Преобразование частоты квадратурных сигналов с одной боковой полосой // Журнал научных публикаций аспирантов и докторантов. – 2007. – №12, с.131-133.
- Федчун А.А. Способы формирования OFDM-радиосигнала // Журнал радиоэлектроники: электронный журнал. 2010. №1. URL: http://jre.cplire.ru/jre/jan10/5/text.pdf (дата обращения 29.06.2010 г.)
- Федчун А.А. Современные методы и устройства формирования и обработки однополосных сигналов // Труды III Ежегодн. научн. конф. студентов и аспирантов базовых кафедр Южного научного центра РАН. – Таганрог, 2007, с.173-174.
- Федчун А.А. Преобразование квадратурных сигналов в диапазон сверхвысоких частот с одной боковой полосой // Радиоэлектроника, электротехника и энергетика: Тез. докл. XIV Междунар. науч.-техн. конф. студентов и аспирантов. – Москва, 2008, с.30-32.
- Федчун А.А. Формирование радиосигнала с OFDM для стандарта цифрового телевизионного вещания DVB-T // Современное телевидение: Труды XVII Междунар. науч.-техн. конф. – Москва, 2009, с.44-47.
- Федчун А.А. Цифровая обработка модулирующих сигналов для формирования радиосигналов аналоговым преобразованием частоты с одной боковой полосой // Цифровая обработка сигналов и ее применение – DSPA-2009: Труды XI Междунар. конф. и выставки. – Москва, 2009, с.88-91.
- Патент 70060 RU, U1, МПК 7, H 03 K 5/00, G 01 R 23/00. Федчун А.А. Формирователь однополосного сигнала. – 2006115089/22; Заявл. 02.05.2006; Опубл. 10.01.2008, Бюл. №1.
- Патент 75121 RU, U1, МПК 7, H 04 J 1/00. Федчун А.А. Формирователь группового радиосигнала. – 2008106958/22; Заявл. 22.02.2008; Опубл. 20.07.2008, Бюл. №20.
- Патент 75810 RU, U1, МПК 7, H 04 G 7/00. Федчун А.А. Формирователь группового радиосигнала. – 2008114411/22; Заявл. 24.03.2008; Опубл. 20.08.2008, Бюл. №23.
ЛР №020565 от 23 июня 1997 г. Подписано к печати " 6 ".07.2010 г.
Формат 60х841/16. Бумага офсетная. Печать офсетная.
Усл. п.л. - 1,0. Уч.-изд.л. - 0,9.
Заказ № 182. Тираж 100 экз.
ГСП 17А, Таганрог, 28, Некрасовский, 44
Типография Технологического института Южного федерального университета в г.Таганроге
