WWW.DISUS.RU

БЕСПЛАТНАЯ НАУЧНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

 

Волноводные фазовращатели на p-i-n диодах с планарными петлями связи

На правах рукописи

ПАЗУХИНА Татьяна Гавриловна


ВОЛНОВОДНЫЕ ФАЗОВРАЩАТЕЛИ НА P-I-N ДИОДАХ
С ПЛАНАРНЫМИ ПЕТЛЯМИ СВЯЗИ

Специальность 05.12.07 – Антенны, СВЧ – устройства и их технология

Автореферат

диссертации на соискание ученой степени

кандидата технических наук

Саратов 2009

Диссертация выполнена в ГОУ ВПО «Саратовский государственный технический университет»

Научный руководитель - доктор технических наук, профессор

Сивяков Борис Константинович

Официальные оппоненты - Заслуженный деятель науки РФ,
доктор технических наук, профессор
Коломейцев Вячеслав Александрович
- кандидат технических наук, доцент
Казаков Геннадий Тимофеевич

Ведущая организация - ОАО «Центральный научно-исследовательский институт измерительной аппаратуры», г. Саратов

Защита состоится 10 июня 2009 г. в 13 часов на заседании диссертационного совета Д 212.242.01 при ГОУ ВПО «Саратовский государственный технический университет» по адресу: 410054, Саратов, ул. Политехническая, 77, корп. 1, ауд. 319.

С диссертацией можно ознакомиться в научно-технической библиотеке ГОУ ВПО «Саратовский государственный технический университет» (410054, Саратов, ул. Политехническая, 77).

Автореферат разослан « 8 » мая 2009 г.

Ученый секретарь

диссертационного совета А.А. Димитрюк

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы.

Волноводные фазовращатели на p-i-n диодах применяются в фазированных антенных решетках (ФАР) радиолокационных станций, а также в качестве фазовых модуляторов в приемных и передающих трактах радиоэлектронной аппаратуры. Они характеризуются высоким быстродействием, низкой мощностью управления, малыми вносимыми потерями.

Как известно, характеристики ФАР во многом определяются возможностями используемых в них фазовращателей. С момента появления фазовращателей на p-i-n диодах и по настоящее время постоянно идет процесс совершенствования приборов, стимулом к которому выступают все возрастающие требования со стороны разработчиков радиотехнических систем, а также постоянная конкуренция с ферритовыми фазовращателями. Существенное значение придается расширению полосы рабочих частот, повышению точности установки фазы, снижению энергопотребления, повышению технологичности конструкции. Последнее особенно важно ввиду высокой стоимости современных p-i-n диодных фазовращателей, что, несомненно, ограничивает их применение в ФАР, где требуется до нескольких тысяч фазовращателей.

Большой вклад в развитие дискретно коммутируемых фазовращателей внесли Сестрорецкий Б.В., Гарвер Р., Уотсон Д., Лебедев И.В., Жуссемэ С., Хижа Г.С. и другие.

На сегодняшний день традиционные конструкции волноводных фазовращателей на p-i-n диодах исчерпали свои возможности по улучшению электрических параметров и не удовлетворяют современным требованиям.

Использование планарных петель связи в волноводных фазовращателях на p-i-n диодах позволяет расширить полосу рабочих частот, уменьшить ток управления, сократить габариты, повысить технологичность. Однако отсутствие теории, математических моделей, методов оптимизации подобных фазовращателей приводит к тому, что процесс проектирования остается чисто экспериментальным, требует больших затрат времени и материальных ресурсов.

Цель диссертационной работы.

Разработка волноводных фазовращателей проходного и отражательного типов на p-i-n диодах с планарными петлями связи, обладающих расширенной полосой рабочих частот, уменьшенными габаритами, сниженным током управления, повышенной технологичностью.



Создание основ теории фазовращателей с планарными петлями связи, включающей метод анализа, математические модели, методы расчета элементов фазовращателей.

Исследование влияния конструктивных параметров на выходные электрические характеристики фазовращателей.

Для достижения поставленной цели в работе решались следующие основные задачи:

  • разработка метода анализа, математических моделей p-i-n-диодных фазовращателей проходного и отражательного типов с планарными петлями связи;
  • проверка адекватности предложенных моделей на примере ряда конструкций;
  • анализ влияния различных конструктивных факторов на электрические характеристики фазовращателей;
  • исследование трансформирующих свойств планарной петли
    связи.

Методы исследования.

Для создания и исследования математических моделей фазовращателей с планарными петлями связи применены методы декомпозиции, численного решения алгебраических уравнений, теория СВЧ цепей с сосредоточенными и распределенными параметрами, а также численное моделирование с использованием современных САПР. Для проверки адекватности моделей использовались методы экспериментального исследования характеристик СВЧ устройств.

Научная новизна.

  1. Предложены конструкции волноводных фазовращателей проходного и отражательного типов на p-i-n диодах с планарными петлями связи.
  2. Разработан метод анализа волноводных фазовращателей с планарными петлями связи, основанный на декомпозиции и эквивалентных представлениях элементов конструкции с учетом одновременно существующих в планарной петле связи двух типов волн: волноводной волны и волны, близкой по структуре к Т-волне.
  3. Разработаны математические модели, позволяющие адекватно моделировать фазочастотные и амплитудно-частотные характеристики фазовращателей проходного и отражательного типов с планарными петлями связи.
  4. Получены аналитические зависимости для определения коэффициента трансформации планарной петли связи для фазовращателей проходного и отражательного типов.
  5. Определены возможности и пути управления ФЧХ фазовращателя отражательного типа. Установленная нелинейность частотной зависимости коэффициента трансформации позволяет выбирать на ней рабочую точку, соответствующую наиболее плоской ФЧХ в рабочей полосе частот.

Практическая значимость.

Предложены конструкции волноводных фазовращателей на p-i-n диодах с планарными петлями связи. Разработанные методики проектирования фазовращателей с планарными петлями связи позволяют
осуществлять оптимизацию электрических характеристик и параметров, в результате чего повышается качество, сокращаются сроки и стоимость проектирования.

Апробация работы. Основные результаты докладывались на Международной научно-технических конференции «Актуальные проблемы электронного приборостроения» (АПЭП-2006, Саратов, 2006), на третьей Международной конференции «Радиотехника и связь» (Саратов, 2006), на 4-й международной конференции «Радиотехника и связь» (Саратов, 2007г.), на научно-технической конференции, посвященной 50-летию ФГУП «НПП «Алмаз» (Саратов, 2007), на Международной научно-технических конференции «Актуальные проблемы электронного приборостроения» (АПЭП-2008, Саратов, 2008), на XXI Международной научной конференции «Математические методы в технике и технологиях» (ММТТ-21, Саратов, 2008).

Достоверность и обоснованность результатов.

Достоверность и обоснованность полученных в работе результатов обеспечиваются корректным применением методов теории СВЧ цепей с сосредоточенными и распределенными элементами, обоснованностью упрощающих допущений и соответствием результатов расчетов по предложенным моделям эксперименту, а там, где это возможно, данным, полученным другими теоретическими методами. Достоверность экспериментальных результатов обеспечена применением современных методик и измерительной аппаратуры.

Реализация результатов.

Результаты работы внедрены в научно-исследовательских и опытно-конструкторских работах, проведенных в ООО «ОКБ ПРИБОРОСТРОЕНИЯ» г. Саратов.





Публикации.

По материалам диссертации опубликовано 14 работ, из них одна работа – в рекомендуемом ВАК издании.

Структура и объем диссертационной работы.

Диссертация общим объемом 106 страниц состоит из введения, трех глав, заключения и содержит 58 рисунков, 5 таблиц, список использованной литературы из 72 наименований и приложения.

Личный вклад автора состоит в разработке конструкции отражательного фазовращателя с планарными петлями связи и реактивного элемента с двухсторонней петлей связи, на которые получены авторские свидетельства на изобретения, математических моделей фазовращателей, а также методов расчета коэффициента трансформации планарной петли связи. Автор принимал непосредственное участие в разработке и экспериментальных исследованиях описанных в диссертационной работе конструкций волноводных фазовращателей с планарными петлями связи.

Основные результаты и положения, выносимые на защиту:

  1. Предложены волноводные фазовращатели проходного и отражательного типов на p-i-n диодах с планарными петлями связи, отличающиеся расширенной полосой рабочих частот, уменьшенным током управления, технологичностью, улучшенными массогабаритными параметрами.
  2. Математические модели p-i-n-диодных волноводных фазовращателей с планарными петлями связи, учитывающие основные геометрические и физические параметры конструкции, позволяют достоверно описать частотные свойства фазовращателей, установить количественную и качественную взаимосвязь электрических и конструктивных параметров фазовращателей, а также осуществлять их анализ и оптимизацию.
  3. Расширение рабочего диапазона частот фазовращателей обеспечивается трансформирующим свойством планарной петли связи, которая является элементом волноводного тракта с волной типа Н10, и, одновременно, представляет собой копланарную линию передачи с волной, близкой к Т-волне.
  4. Максимально достижимое значение коэффициента трансформации планарной петли связи в фазовращателях проходного типа растет с увеличением длины подложки.
  5. Установленная нелинейная частотная зависимость коэффициента трансформации планарной петли связи в фазовращателе отражательного типа позволяет выбирать на ней рабочую точку, соответствующую наиболее плоской ФЧХ в рабочей полосе частот.

КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении раскрывается современное состояние решаемой задачи, обосновывается актуальность темы, определяются цели и задачи работы, отмечаются научная новизна и практическая значимость, характеризуются методы исследования, приводятся сведения об апробации работы и структуре диссертации, формулируются основные положения и результаты, выносимые на защиту.

В первой главе представлена конструкция многопозиционного волноводного фазовращателя отражательного типа (рис.1), состоящая из закороченного на конце прямоугольного волновода, в котором установлен ряд диэлектрических пластин с планарными петлями связи. К концам каждой петли связи присоединены p-i-n диоды, электрически соединенные с закороткой. Управляющие электроды, предназначенные для подачи управляющего напряжения на p-i-n диоды, подсоединяются к средней точке каждой петли связи. При поочередном включении p-i-n диодов обеспечивается режим переменной реактивной нагрузки на конце волновода, тем самым изменяется фаза отраженного сигнала.

 Многопозиционный фазовращатель отражательного типа с планарными-0  Многопозиционный фазовращатель отражательного типа с планарными-1

Рис.1. Многопозиционный фазовращатель отражательного типа
с планарными петлями связи

В соответствии с особенностями конструкции, фазовращатель относится к типу волноводно-планарных структур, в которых диэлектрическая подложка с печатными проводниками и навесными активными элементами является частью волноводного тракта. Сложность электродинамического анализа рассматриваемых структур обусловлена наличием диэлектрической подложки с достаточно большой диэлектрической проницаемостью, наличием точечного активного элемента, сложностью геометрии проводников.

Предлагаемый метод анализа основан на декомпозиции и эквивалентных представлениях элементов конструкции. Базовым элементом многопозиционного фазовращателя, изображенного на рис. 1, является двухпозиционный фазовращатель, в состав которого входят одна планарная петля связи, соединенные с ней p-i-n-диоды и управляющий электрод.

Для анализа планарной петли связи применен метод зеркального отображения проводника петли связи относительно широкой стенки волновода. Полученная таким образом система проводников представляет собой копланарную полосковую линию (КПЛ) (рис.2).

Рис.2. Зеркальное отображение петли связи

На рис.3 представлена топологическая модель, составленная для двухпозиционного фазовращателя. При разработке топологической модели учитывалась симметрия конструкции относительно Н-плоскости.

 Топологическая модель двухпозиционного фазовращателя отражательного-3

Рис.3. Топологическая модель двухпозиционного фазовращателя отражательного типа: PORT P=1 – прямоугольный волновод половинной высоты, TLIN ID=TL1 – волновод половинной высоты, частично заполненный диэлектриком, XFMR ID=XF1 - идеальный трансформатор, TLIN ID=TL2 – копланарная линия передачи, IND ID=L1 – индуктивность, PIN ID=D1 - p-i-n диод

Так как планарная петля связи является элементом волноводного тракта с волной типа Н10 и, одновременно, отрезком линии передачи с волной, близкой к Т-волне, то на топологической модели она представлена двумя элементами: идеальным трансформатором и отрезком копланарной линии передачи.

Коэффициент трансформации идеального трансформатора является одним из важнейших параметров топологической модели. Расчет коэффициента трансформации проведен электродинамическим методом с использованием понятия наведенной ЭДС в замкнутом контуре.

Для частного случая центрально-симметричного расположения диэлектрической пластины зависимость коэффициента трансформации от геометрических размеров волновода и петли связи имеет вид:

, (1)

где h – высота петли связи, l – длина петли связи, b0 – высота волновода,
а0 – ширина волновода, d – расстояние от петли связи до узкой стенки волновода, К – постоянная распространения в волноводе с диэлектрической пластиной, А и В – постоянные коэффициенты, – поперечное волновое число в области диэлектрической пластины, - поперечное волновое число в области, свободной от диэлектрика.

Соотношение (1) указывает на нелинейный характер зависимости коэффициента трансформации от частоты. Это усложняет анализ, но, с другой стороны, расширяет возможности оптимизации электрических параметров.

Другим важным элементом схемы является отрезок копланарной линии передачи TL2. Расчет параметров КПЛ: волнового сопротивления и эффективной диэлектрической проницаемости, проводится в квазистатическом приближении известными методами конформного преобразования.

Электрические параметры частично заполненного волновода TL1 рассчитываются прямым электродинамическим методом путем приравнивания составляющих поля на границе с диэлектриком.

По определению, фазовый сдвиг отражательного фазовращателя равен разности фаз коэффициентов отражения от входа фазовращателя при включенных и выключенных диодах. Расчет коэффициента отражения проводится матричным методом по известной формуле:

, (2)

где Г2 – коэффициент отражения от несогласованной нагрузки, а Т11, Т12, Т21, Т22 являются элементами матрицы передачи четырехполюсника. В данном случае несогласованной нагрузкой является p-i-n диод, а матрица передачи четырехполюсника получается перемножением матриц передачи всех элементов схемы, находящихся перед p-i-n диодом.

На рис.4 представлены рассчитанные и измеренные фазочастотные характеристики (ФЧХ) двухпозиционного отражательного фазовращателя S-диапазона с планарной петлей связи и диодами 2А517А, обеспечивающего фазовый сдвиг 180о. Наблюдаемые экспериментальные и расчетная характеристики имеют одинаковый ход, что свидетельствует об адекватности модели. Относительная погрешность вычисления не превышает 4%. Сдвиг по частоте рассчитанной характеристики относительно экспериментальных данных составляет около 2,5 %.

 Измеренные и рассчитанная ФЧХ двухпозиционного отражательного-6

Рис. 4. Измеренные и рассчитанная ФЧХ двухпозиционного
отражательного фазовращателя

Как следует из представленных зависимостей, для измеренных ФЧХ характерна точка перегиба на частоте 2,25 ГГц, которая имеется и на рассчитанной ФЧХ на частоте 2,3 ГГц. Эта точка совпадает по частоте с точкой пересечения частотных характеристик волнового сопротивления пустого и частично заполненного волноводов (рис.5).

 Волновые сопротивления пустого и частично заполненного волноводов -7

Рис.5. Волновые сопротивления пустого и частично заполненного волноводов

Рассчитанная с использованием топологической модели ФЧХ в расширенной полосе частот для двух значений диэлектрической проницаемости подложки представлена на рис. 6.

 ФЧХ в расширенной полосе частот ФЧХ имеет нелинейную зависимость от-8

Рис.6. ФЧХ в расширенной полосе частот

ФЧХ имеет нелинейную зависимость от частоты с выраженными минимумом и максимумом, разность уровней которых определяет разброс фазового сдвига в рабочем диапазоне частот, при этом наблюдается существенное снижение разброса фазового сдвига при уменьшении диэлектрической проницаемости подложки. Однако, как показывают расчеты, волновое сопротивление копланарной линии передачи при уменьшении диэлектрической проницаемости подложки увеличивается, и для того, чтобы его привести в соответствие с топологической моделью, необходимо уменьшать зазор между стенкой волновода и петлей связи. Это приводит к снижению технологичности конструкции, а также уменьшению электрической прочности.

Другой путь управления ФЧХ заключается в использовании нелинейного характера зависимости коэффициента трансформации от частоты (рис.7, 8).

 Зависимость коэффициента трансформации от частоты при разных-9  Зависимость коэффициента трансформации от частоты при разных длинах-10

Рис.7. Зависимость коэффициента трансформации от частоты при разных длинах петли связи: 1- l=30,1 мм,
2- l=31,5 мм, 3- l=33 мм
Рис.8. Зависимость ФЧХ от вида частотной зависимости коэффициента трансформации (кривые 1, 2, 3 соответствуют зависимостям с теми же номерами на рис.7)

Сдвиг частотной характеристики коэффициента трансформации приводит, как следует из полученных зависимостей, к изменению разброса фазового сдвига.

Еще одним существенным фактором, оказывающим влияние на ФЧХ в расширенной полосе частот, является длина диэлектрической пластины, о чем свидетельствуют расчетные зависимости, представленные на рис. 9. Влияние длины пластины на ФЧХ особенно сказывается на краях частотного диапазона, где, согласно рис.5, волновые сопротивления волноводов имеют наибольшее отличие друг от друга. В области близких значений волновых сопротивлений фазочастотные характеристики имеют минимальное расхождение.

 Зависимость ФЧХ от длины (L) диэлектрической пластины -11

Рис.9. Зависимость ФЧХ от длины (L) диэлектрической пластины

Амплитудно-частотные характеристики двухпозиционного фазовращателя с ФЧХ, приведенной на рис.4, представлены на рис.10. Меньшие расчетные значения вносимых потерь по сравнению с экспериментальными данными объясняются тем, что при расчете учитывались только потери в диодах и не принимались во внимание потери в петле связи, волноводе и диэлектрической пластине.

 Амплитудно-частотные характеристики двухпозиционного фазовращателя -12

Рис.10. Амплитудно-частотные характеристики двухпозиционного фазовращателя

Во второй главе рассматриваются волноводные фазовращатели проходного типа с p-i-n диодами и планарными петлями связи, построенные по типу нагруженной линии.

Специфика фазовращателей типа нагруженной линии состоит в суммировании малых фазовых сдвигов, создаваемых рядом реактивных элемнтов (РЭ), установленных в волноводе друг за другом на определенном расстоянии. В отличие от фазовращателей отражательного типа, где планарная петля связи ориентирована в продольном направлении, в проходных фазовращателях петля связи расположена поперек волновода. Базовым элементом проходного фазовращателя является элементарная фазосдвигающая ячейка, состоящая из двух реактивных элементов, расположенных на таком расстоянии друг от друга, при котором суммарное отражение СВЧ волны будет минимальным.

На рис. 11 представлена конструкция РЭ с несимметричной петлей связи, которая используется в элементарных фазосдвигающих ячейках фазовращателя типа нагруженной линии.

 РЭ с несимметричной планарной петлей связи В несимметричной-13

Рис. 11. РЭ с несимметричной планарной петлей связи

В несимметричной конструкции один конец петли нагружен p-i-n диодом, а другой остается ненагруженным. Электрическая длина ненагруженного конца петли связи (считая по средней линии от плоскости симметрии волновода) примерно равна 90о, поэтому, несмотря на то, что конструкция реактивного элемента является несимметричной, излучение СВЧ мощности через управляющий электрод будет минимальным, так как он присоединен к точке с нулевым напряжением. Несимметричность топологии планарной петли связи вызывает необходимость при анализе учитывать оба плеча петли связи, что дает дополнительные возможности при проведении оптимизации.

Существенным преимуществом несимметричной планарной петли связи является то, что она позволяет использовать один p-i-n диод, что дает снижение тока управления и повышение надежности по сравнению с симметричной петлей связи. Указанный фактор является особенно важным в многопозиционных фазовращателях с большим количеством РЭ.

Топологическая модель РЭ с несимметричной планарной петлей связи изображена на рис.12.

 Топологическая модель РЭ с несимметричной планарной петлей связи -15

Рис. 12. Топологическая модель РЭ с несимметричной планарной петлей связи

Так как отрезки линий TL3 и TL4 соединены последовательно, нагрузка Z2 вторичной цепи идеального трансформатора XF1 рассчитывается как

, (3)

где Zн - полное сопротивление p-i-n диода, Z03 и 3 – соответственно волновое сопротивление и электрическая длина разомкнутого на конце отрезка копланарной линии передачи TL3, Z04 и 4 – соответственно, волновое сопротивление и электрическая длина отрезка копланарной линии передачи TL4, нагруженного p-i-n диодом.

Как известно, в многопозиционных фазовращателях для получения больших фазовых сдвигов применяют каскадное включение элементарных ячеек, при этом суммарная реактивная проводимость в плоскости соединения каскадов равна удвоенному значению реактивной проводимости одного элемента. Для реализации удвоенной реактивной проводимости предложена двойная симметричная планарная петля связи (рис.13).

 РЭ с двойной симметричной планарной петлей связи Двойная-17

Рис.13. РЭ с двойной симметричной планарной петлей связи

Двойная симметричная планарная петля связи представляет собой две одинаковые петли связи, выполненные на противоположных сторонах диэлектрической подложки и соединенные на концах металлическими перемычками. Реактивный элемент с двойной петлей связи обеспечивает фазовый сдвиг примерно вдвое больший, чем реактивный элемент с одной петлей, так как двойная петля связи имеет две поверхности, пронизываемые магнитным потоком.

Для РЭ с двойной симметричной петлей связи топологическая модель представлена на рис. 14.

 Топологическая модель РЭ с двойной симметричной планарной петлей-18

Рис.14. Топологическая модель РЭ с двойной симметричной планарной петлей связи

Предлагаемый метод расчета коэффициента трансформации планарной петли связи, расположенной в поперечном сечении волновода, заключается в усреднении наведенных ЭДС: одной – в петле связи, полностью окруженной воздушной средой, другой – в петле связи, находящейся в бесконечно протяженном вдоль волновода диэлектрическом слое, ширина которого равна длине диэлектрической пластины. С учетом указанных допущений выражение для коэффициента трансформации n планарной петли связи, находящейся на границе диэлектрика и воздушной среды, будет иметь вид:

, (4)

где – поперечное волновое число в области диэлектрического слоя.

Из соотношения (4) следует, что коэффициент трансформации планарной петли связи, расположенной в поперечном сечении волновода, будет всегда меньше 1. Исключение составляют случаи, когда =/а0 (полное отсутствие диэлектрика или полное заполнение диэлектриком поперечного сечения волновода).

На рис.15 приведены рассчитанные с помощью соотношения (4) зависимости коэффициента трансформации n (умноженного на b0/h) от длины планарной петли связи для диэлектрических подложек одинакового размера, но с различными диэлектрическими проницаемостями. Из полученных зависимостей следует, что для петли связи на диэлектрике с меньшим максимально достижимое значение коэффициента трансформации выше, чем для петли связи на диэлектрике с большим.

 Зависимость коэффициента трансформации от длины петли связи для-20

Рис.15. Зависимость коэффициента трансформации
от длины петли связи для различных материалов подложек

На рис.16 представлены рассчитанные зависимости коэффициента трансформации от длины петли связи при различной длине диэлектрической пластины, из которых следует, что при увеличении длины диэлектрической пластины при неизменной длине петли связи коэффициент трансформации изменяется. При этом наблюдается тенденция к росту максимально достижимого значения коэффициента трансформации при увеличении длины подложки.

 Зависимость коэффициента трансформации от длины петли связи при-21

Рис.16. Зависимость коэффициента трансформации
от длины петли связи при различной длине D подложки

С использованием предложенной топологической модели РЭ с несимметричной петлей связи проведен расчет ФЧХ элементарной 45о-й ячейки Х-диапазона.

Рассчитанная и измеренная фазочастотные характеристики 45о-й ячейки приведены на рис.17. Смещение расчетных и экспериментальных данных по частоте находится в пределах 5%, погрешность расчета фазового сдвига составляет около 11%.

Частотные зависимости КСВН для двух режимов p-i-n диодов имеют вид, представленный на рис.18. В 8%-й полосе рассчитанные значения КСВН не превышают 1,3.

 ФЧХ элементарной ячейки КСВН элементарной ячейки(«+» – -23

Рис.17. ФЧХ элементарной ячейки Рис.18. КСВН элементарной ячейки(«+» – прямое смещение p-i-n диодов, «–» – обрат ное смещение p-i-n диодов)

Измеренные КСВН двух реактивных элементов, установленных в макете элементарной 45о-й ячейки, представлены на рис. 19, там же приведены теоретические зависимости. В режиме прямого смещения
p-i-n диодов теоретические и экспериментальные зависимости КСВН от частоты обладают сходством, в режиме обратного смещения p-i-n диодов наблюдается относительный сдвиг по частоте рассчитанной и экспериментальных зависимостей, обусловленный технологическим разбросом емкостей используемых промышленных p-i-n диодов.

Вносимые потери для двух режимов смещения p-i-n диодов приведены на рис.20.

 КСВН реактивных элементов «1» и «2»: верхний ряд – прямое смещение-24

Рис.19. КСВН реактивных элементов «1»
и «2»: верхний ряд – прямое смещение
p-i-n диодов, нижний ряд – обратное смещение p-i-n диодов
Рис.20. Вносимые потери элементарной ячейки («+» – прямое смещение p-i-n диодов, «–» – обратное смещение p-i-n диодов)

В третьей главе обсуждаются способы построения многопозиционных проходных и отражательных фазовращателей с планарными петлями связи.

Рассмотрены две схемы отражательных фазовращателей:

1) с использованием двухпозиционных отражательных фазовращателей (коммутационный фазовращатель);

2) с использованием двухпозиционных отражательных фазовращателей и элементарных ячеек проходного типа (комбинированный фазовращатель).

Конструкция многопозиционного отражательного фазовращателя коммутационного типа показана на рис. 1. Для получения N состояний фазы требуется (N-1) двухпозиционных фазовращателей.

Недостатком коммутационного фазовращателя является сложность настройки фазосдвигающих цепочек при N>4. Поэтому для больших N предпочтительнее использовать комбинированный фазовращатель, состоящий из трех двухпозиционных отражательных фазовращателей, обеспечивающих фазовые сдвиги 90о, 180о и 270о, и элементарных ячеек проходного типа на 22,5о, 11,25о и менее.

Многопозиционные фазовращатели отражательного типа могут применяться в сочетании с 3-дБ направленными ответвителями для изменения фазы проходящего сигнала.

Основные результаты и выводы.

  1. Систематизированы основные виды p-i-n-диодных волноводных фазовращателей с планарными петлями связи.
  2. Предложен метод анализа волноводных фазовращателей с планарными петлями связи, основанный на декомпозиции и эквивалентных представлениях элементов конструкции с учетом одновременно существующих в планарной петле связи двух типов волн: волноводной волны и волны, близкой по структуре к Т-волне.
  3. Разработаны топологические модели фазовращателей проходного и отражательного типов с планарными петлями связи, позволяющие адекватно моделировать фазочастотные и амплитудно-частотные характеристики фазовращателей.
  4. Получены в аналитической форме выражения для коэффициента трансформации планарной петли связи для фазовращателей проходного и отражательного типов.
  5. Проанализированы с помощью предложенных моделей электрические характеристики двухпозиционного фазовращателя отражательного типа и элементарной ячейки фазовращателя проходного типа.
  6. Установлено, что в фазовращателе отражательного типа имеется возможность управлять фазочастотной характеристикой путем выбора рабочей точки на нелинейной частотной характеристике коэффициента трансформации планарной петли связи.
  7. Установлено влияние длины диэлектрической пластины на фазочастотную характеристику фазовращателя отражательного типа, которое
    проявляется тем сильнее, чем больше разница волновых сопротивлений пустого волновода и волновода с частичным диэлектрическим заполнением.
  8. Проанализирован характер влияния геометрических размеров планарной петли связи и диэлектрической пластины, а также относительной диэлектрической проницаемости пластины, на коэффициент трансформации планарной петли связи в фазовращателях проходного типа. Установлено, что коэффициент трансформации планарной петли связи имеет слабо выраженную зависимость от частоты, при этом максимально достижимое значение коэффициента трансформации снижается с увеличением диэлектрической проницаемости подложки и растет с увеличением длины подложки.

Результаты диссертации опубликованы в следующих работах:

В изданиях, рекомендованных ВАК РФ

1. Пазухина Т.Г. Проектирование волноводных фазовращателей с
p-i-n диодами и планарными петлями связи / Т.Г. Пазухина, Б.К. Сивяков // Вестник Саратовского государственного технического университета. 2008. № 1. Вып.2. С.246-255.

Авторские свидетельства

2. А.с. № 230421. МКИ Н01Р1/18. Дискретный отражательный фазовращатель / В.Т. Зилов, О.Т. Киселева, Т.Г. Пазухина.

3. А.с. № 331719 доп. к а.с. № 230421. МКИ Н01Р1/18. Дискретный отражательный фазовращатель / Т.Г. Пазухина, В.Т. Зилов, О.Т. Киселева.

В других изданиях:

4. Пазухина Т.Г. Использование петли связи в проходных волноводных фазовращателях и фазовых модуляторах на p-i-n диодах / Е.В. Апалина, Т.Г. Пазухина // Системы и функциональные устройства низких и сверхвысоких частот: межвуз. науч. сб. Саратов: СГТУ, 2005. С. 43-47.

5. Пазухина Т.Г. Волноводный 180-градусный отражательный фазовращатель с p-i-n диодами и планарной петлей связи / Е.В. Апалина, Т.Г. Пазухина // Системы и функциональные устройства низких и сверхвысоких частот: межвуз. науч. сб. Саратов: СГТУ, 2005. С. 48-51.

6. Пазухина Т.Г. Расчет коэффициента трансформации планарной петли связи волноводного отражательного фазовращателя / Т.Г. Пазухина // Актуальные проблемы электронного приборостроения: междунар. науч.-техн. конф. Саратов: СГТУ, 2006. С.259-266.

7. Пазухина Т.Г. Расчет волнового сопротивления прямоугольного волновода с диэлектрической пластиной / Т.Г. Пазухина // Техническая электродинамика и электроника. сб. науч. тр. Саратов: СГТУ, 2006. С.7-10.

8. Пазухина Т.Г. Квазистатический анализ копланарных линий передачи с подложками конечной толщины: классический метод / Т.Г. Пазухина // Радиотехника и связь: третья Междунар. науч.-техн. конф. Саратов: СГТУ, 2006. С.166-172.

9. Пазухина Т.Г. Сравнение методов расчета квазистатических параметров копланарных линий передачи на подложках с конечной толщиной / Т.Г. Пазухина // Радиотехника и связь: третья Междунар. науч.-техн. конф. Саратов: СГТУ, 2006. С.172-177.

10. Пазухина Т.Г. Учет дисперсии при моделировании волноводных фазовращателей с планарными петлями связи / Т.Г. Пазухина, Б.К. Сивяков // Радиотехника и связь: четвертая Междунар. науч.-техн. конф. Саратов: СГТУ, 2007. С.173-178.

11. Пазухина Т.Г. Алгоритм и программа решения дисперсионного уравнения для прямоугольного волновода с диэлектрической пластиной / А.Л. Бондаренко, Т.Г. Пазухина, И.Б. Яковлева // Техническая электродинамика и электроника: сб. науч. тр. Саратов: СГТУ, 2007. С.63-66.

12. Пазухина Т.Г. Синтез волноводных многопозиционных дискретных отражательных фазовращателей с планарными петлями связи / Т.Г. Пазухина, Б.К. Сивяков // Электронные приборы и устройства: материалы науч.-техн. конф., посв. 50-летию ФГУП «НПП «Алмаз». Саратов: изд-во Сарат. ун-та. 2007. С.146-151.

13. Пазухина Т.Г. Проектирование многопозиционных волноводных
отражательных фазовращателей с планарными петлями связи / Т.Г. Пазухина, Б.К. Сивяков // Математические методы в технике и технологиях: междунар. науч. конф. Саратов: СГТУ, 2008. С.236-238.

14. Пазухина Т.Г. Волноводный -модулятор / Т.Г. Пазухина // Радиотехника и связь: сб. науч. тр. Саратов: СГТУ, 2008. С.139-142.



 





<
 
2013 www.disus.ru - «Бесплатная научная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.