WWW.DISUS.RU

БЕСПЛАТНАЯ НАУЧНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА

 

Анализ и расчет корректоров коэффициента мощности на базе современных микросхем управления

На правах рукописи

Серебрянников Александр Владимирович

Анализ и расчет корректоров коэффициента мощности
на базе современных микросхем управления

Специальность 05.09.12 – Силовая электроника

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени

кандидата технических наук

Чебоксары 2010

Работа выполнена на кафедре промышленной электроники ФГОУ ВПО «Чувашский государственный университет имени И.Н. Ульянова».

Научный руководитель: доктор технических наук, профессор Белов Геннадий Александрович
Официальные оппоненты: доктор технических наук, профессор Мелешин Валерий Иванович (г. Москва) кандидат технических наук, доцент Чаплыгин Евгений Евгеньевич (г. Москва, МЭИ)
Ведущая организация: НПП «Динамика» (г. Чебоксары)

Защита диссертации состоится « 11 » июня 2010 г. в 14:00 часов в аудитории В-310 корпуса «В» на заседании диссертационного совета Д 212.301.02 при Чувашском государственном университете имени И.Н. Ульянова (428015, Чебоксары, Московской пр., д. 15).

Отзывы на автореферат (в двух экземплярах, заверенные печатью учреждения) просим присылать по адресу на имя ученого секретаря диссертационного совета.

С диссертацией можно ознакомиться в научной библиотеке университета.

Автореферат разослан «___» апреля 2010 г.

Ученый секретарь

диссертационного совета

доктор технических наук, профессор Г. П. Охоткин

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность темы. В настоящее время повсеместное использование источников вторичного электропитания (ИВЭП), электронных устройств с импульсными источниками питания (ИИП), включение в сеть различных нелинейных нагрузок приводит к тому, что сетевой ток, потребляемый этими устройствами, при от­сутствии специальных устройств коррекции носит им­пульсный характер. Это приводит к существенному увеличе­нию потерь мощности и недопустимым помехам в пита­ющей сети. Кроме того генерируемые такими устройствами гармонические и нелинейные искажения тока отрицательно влияют на проводку электросети и подключенные к ней электроприборы, из-за чего появляется проблема их электромагнитной совместимости (ЭМС).

В целях предотвращения подобных негативных воздействий на питающие сети с 80-х годов прошлого века во многих странах начали действовать специальные стандарты и нормы, которые последовательно ужесточаются. Придерживаться этих стандартов должны все производители электронных устройств, выходящие на международный рынок. Это вызвало необходимость принятия специальных мер и подтолкнуло разработчиков оборудования к разработке различных вариантов схем, обеспечивающих повышение коэффициента мощности. Самым современным из международных стандартов по ЭМС является IEC 61000-3-2:2005 с дополнениями в 2008 и 2009 годах. В России в настоящее время действует стандарт ГОСТ Р 51317.3.2-2006, требования которого практически совпадают с международными.

Современная элементная база с использованием принципов импульсной модуляции позволяет обеспечить близкий к единице коэффициент мощности преобразова­телей электроэнергии (за счет устранения реактивной мощности), что дает значительный энергосберегающий эффект. В большинстве практических случаев значение коэффициента мощности 0,99 является достаточным для того, чтобы считать влияние потребителя на питающую сеть несущественным.

Корректоры коэффициента мощности (ККМ) во всех промышленно развитых странах представляют собой одно из важнейших направлений в разработке энергосберегающих технологий силовой электроники. Происходит непрерывное расширение номенклатуры и совершенствование структур микросхем управления ККМ, выпускаемых ведущими производителями электронных компонентов для силовой электроники (Texas Instruments, International Rectifier, Infineon, ON Semiconductor, Micro Linear и др.). Эти микросхемы реализуют различные методы коррекции коэффициента мощности, каждый из которых имеет определенные преимущества и недостатки, влияющие на выбор микросхемы, но основными являются следующие: 1) схемы с двухконтурной системой управления; 2) схемы с включением силового транзистора при нуле тока силового дросселя; 3) схемы с упрощенной двухконтурной системой управления.

Обилие микросхем управления ККМ очень сильно затрудняет проектирование ККМ. Сложной проблемой является даже выбор структуры ККМ и микросхемы управления. Трудно дать однозначный ответ, какая микросхема будет наиболее эффективна для применения в каждом конкретном случае. Но, несмотря на это, можно отметить, что типичной микросхемой управления ККМ первой группы является микросхема UC3854, ККМ второй группы – микросхемы UC3852 компании Texas Instruments и NCP1605 компании ON Semiconductor, и ККМ третьей группы – микросхема IR1150 компании International Rectifier.



Многие фирмы-производители микросхем управления ККМ выпускают руководства по применению, включающие методики расчета схем ККМ для конкретных микросхем, рекомендации по выбору компонентов и особенностям их использования. Но, несмотря на это, методы расчета внешних компонентов микросхем управления ККМ до сих пор недостаточно обоснованы, что объясняется сложностью задачи синтеза систем управления ККМ, содержащей, кроме микросхемы и силовой части, достаточно много внешних компонентов. Недостаточно разработаны теоретические основы синтеза таких систем. Методики расчета схем управления, приводимые в рекомендациях по применению микросхем управления ККМ, содержат предельно упрощенные расчетные соотношения без пояснения принятых при упрощении допущений и пределов применимости этих соотношений.

Теоретические основы развиваемых автором методов анализа и синтеза ККМ заложены в трудах Г.А. Белова, В.И. Мелешина, Ю.К. Розанова, Е. Е. Чаплыгина и других ученых.

Целью работы является анализ, обоснование, дополнение и уточнение с учетом современных достижений в силовой электронике методик проектирования ККМ, приводимых в рекомендациях по применению компаний-изготовителей микросхем управления ККМ, а также расчет переходных, установившихся режимов и показателей качества ККМ, основанных на трех основных структурах систем управления: двухконтурной, одноконтурной (с отпиранием силового транзистора при нуле тока силового дросселя) и упрощенной двухконтурной.

Поставленная цель потребовала решения следующей задачи:

1. Аналитический обзор микросхем, реализующих аналоговое управление однофазными ККМ трех основных групп схем, анализ принципов построения, методик проектирования и процессов в активных ККМ, построенных на базе этих микросхем.

2. Анализ, дополнительное обоснование, уточнение методик проектирования ККМ, приводимых в рекомендациях по применению компаний-изготовителей микросхем управления ККМ, а также методик расчета переходных, установившихся режимов и показателей качества ККМ, основанных на трех основных структурах систем управления.

3. Разработка и исследование математических моделей ККМ и программ компьютерного имитационного моделирования.

4. Проведение экспериментальных исследований ККМ на реальном макете.

Методы исследования. Используются точные и приближенные методы, такие как методы припасовывания, разделения движений, усреднения, структурных моделей и компьютерное моделирование.

Достоверность полученных результатов следует из адекватности и корректности примененных в работе теоретических методов и сравнения теоретических результатов с результатами компьютерного моделирования и экспериментальной проверки.

Основные научные положения, выносимые на защиту:

1. Анализ структур и режимов работы ККМ с двухконтурной системой управления, с отпиранием силового транзистора при нуле тока и с упрощенной двухконтурной системой управления, существующих методик расчета параметров силовой части и внешних компонентов микросхем управления.

2. Точные и приближенные математические модели ККМ с указанными тремя структурами систем управления и уточнение методик синтеза контуров регулирования тока и напряжения.

3. Расчет переходных процессов в ККМ с двухконтурной системой управления и с отпиранием силового транзистора при нуле тока и разработка на этой основе рекомендаций по уменьшению искажений тока питающей сети.

Научная новизна.

1. Новым в анализе структур и режимов работы ККМ является выявление их основных особенностей, сравнительных характеристик, что позволило разделить ККМ на три указанные группы и обосновать уточненные методики расчета параметров внешних компонентов микросхем управления.

2. Точные математические модели включают в себя математические соотношения, полученные решением дифференциальных уравнений ККМ на участках их линейности, по которым с использованием метода припасовывания разработаны программы расчета переходных процессов; обоснованы линейные импульсные модели ККМ; новыми являются также структурные модели, полученные двукратным усреднением (за период переключений и за полпериода питающей сети).

3. Предложенная методика расчета переходных процессов, основанная на методах припасовывания и разделения движений, намного проще известной из литературы.

Практическая ценность диссертационной работы заключается в следующем.

1. Выполненный анализ структур, режимов работы ККМ и методик расчета внешних компонентов микросхем управления существенно облегчает выбор той или иной микросхемы управления ККМ и расчет параметров схемы.

2. Разработанные математические модели упрощают расчет переходных и установившихся режимов ККМ и синтез контуров управления в соответствии с требованиями практики.

Реализация результатов работы. Результаты исследования ККМ были использованы:

1) при разработке методик расчета и проектировании ККМ по темам: «Динамика, анализ и синтез систем управления энергосберегающими импульсными преобразователями электроэнергии» (Грант РФФИ, проект № 08-08-97014 «р_Поволжье_а»); «Исследование динамики и синтез энергосберегающих полупроводниковых преобразователей электроэнергии с современными высокоэффективными системами управления» (НИР № 1.3.07 в рамках тематического плана вуза);





2) в учебном процессе в виде инженерных методик расчета ККМ на кафедре промышленной электроники Чувашского государственного университета имени И. Н. Ульянова.

Апробация работы. Основные положения, результаты и выводы диссертационной работы были доложены и обсуждены на следующих научно-технических конференциях: V, VI, VII Всероссийских научно-технических конференциях “Информационные технологии в электротехнике и электроэнергетике” (ИТЭЭ-2004; ИТЭЭ-2006; ИТЭЭ-2008); VIII Всероссийской научно-технической конференции “Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем” (ДНДС-2009).

Публикации. По теме диссертации опубликовано 14 печатных работ.

Структура и объем работы. Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения и приложения, изложенных на 182 страницах машинописного текста, в том числе 70 рисунков и 4 таблицы, список литературы из 91 наименования.

ОСНОВНОЕ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обоснована актуальность темы, проведены обзор и классификация современных микросхем управления ККМ, выполнен обзор публикаций и работ по теме диссертации, сформулирована цель работы и задачи исследования.

В первой главе рассматриваются особенности расчета ККМ с двухконтурной системой управления на базе микросхемы UC3854. Приводятся идеализированные обобщенные соотношения для всех типов активных ККМ согласно временным диаграммам на рис. 1. Принимается, что входное напряжение ККМ изменяется как

, (1)

где U c – действующее значение, c – круговая частота питающей сети, можем записать выражение для среднего значения тока дросселя

, (2)

где среднее значение тока дросселя определяется как интеграл

, (3)

n = 0, 1, 2, …; ILсрm – амплитудное значение огибающей средних значений тока дросселя iLср(n). Средние значения других переменных (напряжения на выходном конденсаторе uCср , входного напряжения uвх.ср и др.) определяются аналогично (3).

Можно считать, что огибающая средних значений тока iLср(t) (гладкая составляющая) на половине периода питающей сети совпадает с первой гармоникой тока сети

, (4)

где Iс(1) – действующее значение этой гармоники.

С учетом (1) и (2) мгновенная входная мощность ККМ определяется из равенства

(5)

а средняя мощность за полпериода сети согласно рис. 1

. (6)

При анализе различных схем ККМ широко используются усредненные уравнения повышающего импульсного преобразователя

(7)

где uСср – среднее значение напряжения на выходном конденсаторе.

В стационарном режиме выразим величину 1 –  через входное и выходное напряжения с помощью равенства

. (8)

Тогда с учетом (1) и (6) второе уравнение (7) запишется следующим образом:

. (9)

Если в стационарном режиме iн.ср = const, пульсации выходного напряжения малы (uСср  const), то согласно равенству (9) низкочастотная составляющая тока выходного конденсатора ККМ описывается выражением

, (10)

а низкочастотная составляющая напряжения на выходном конденсаторе

. (11)

Индуктивность силового дросселя ККМ с двухконтурной системой управления (рис. 2), как и в обычных импульсных преобразователях, рассчитывается по заданному размаху высокочастотных пульсаций тока дросселя, а емкость выходного конденсатора рассчитывается не так, как в обычных импульсных преобразователях, а исходя из допустимой амплитуды низкочастотных пульсаций напряжения согласно (11), либо из условия поддержания выходного напряжения ККМ на необходимом уровне в течение некоторого заданного интервала времени после исчезновения напряжения питающей сети.

Расчет параметров внешних резистивных компонентов нелинейного блока микросхемы UC3854, включающего в себя квадратор, делитель и умножитель, производится с учетом того, что напряжение прямого регулирования uп.р , подаваемое на квадратор, для уменьшения погрешности работы нелинейного блока должен находиться в пределах от 1,414 до 4,5 В, причем при необходимости предпочтительнее выход за верхний предел, чем за нижний; максимальное значение входного тока умножителя iм.вх , задаваемого внешним резистором Rз.т , составляет 0,6 мА; сопротивление резистора R1 цепи суммирования выходного тока умножителя с током силового дросселя рассчитывается так, чтобы падение напряжения на этом резисторе от выходного тока умножителя iм равнялось падению напряжения на резистивном датчике тока Rдт от тока силового дросселя.

При расчете параметров внешних компонентов регулятора тока (РТ) R2, R3, C2, C3 из известных методик синтеза контура тока ККМ (методы коэффициентов ошибок, определение эквивалентного синусоидального воздействия контура тока и других) выбрана методика, основанная на условиях реализации в контуре процессов конечной длительности, возможных в импульсной модели токового контура (рис. 3). Это обеспечивает максимальное быстродействие и точность регулирования тока дросселя, а также бесконечную степень устойчивости контура. Можно показать, что при C3 = 0 (см. рис. 2) условия реализации процессов конечной длительности в токовом контуре ККМ имеют вид

(12)

где в случае C3 = 0 имеем ; – коэффициент усиления токового контура, определяемый как

.

Из уравнений (12) с учетом выражения для получим расчетные формулы

, , (13)

где f = 1/T – частота переключений. Емкость C3 берется на порядок меньше емкости C2, R2 = R1 .

С учетом линеаризации первого уравнения системы (7) обосновывается линеаризованная усредненная структурная схема токового контура (рис. 4). Построив ЛАЧХ и ФЧХ для разомкнутого токового контура согласно рис. 4 при найденных значениях параметров (13), убеждаемся в хороших показателях непрерывной модели (рис. 4). Запас устойчивости по фазе оказывается т = 52.

С учетом линеаризации второго уравнения системы (7) обосновывается усредненная линеаризованная структурная модель контура напряжения (рис. 5). Поскольку  1–  = uвх.ср/uCср  и gм за полпериода сети изменяются от 0 до максимального значения, то схема на рис. 5 малопригодна для синтеза контура напряжения.

Возникающие из-за изменения коэффициента усиления контура напряжения трудности можно преодолеть, усредняя ток силового диода (рис. 2) за полпериода питающей сети (рис. 6). Это возможно, поскольку ток силового диода сглаживается выходным конденсатором сравнительно большой емкости. Полагаем, что среднее значение тока дросселя описывается выражением (2), т. е. идеально отслеживает все изменения входного напряжения (1). Тогда на рис. 5 можно принять т(p) 1.

Обратим внимание на то, что схема на рис. 6 описывает изменения полных напряжений uрн.ср и uCср , а не их отклонений uрн.ср и uCср . Однако предполагается, что изменения uCср малы, поскольку uCср  входит в выражение для коэффициента усиления Kн1 .

При расчете параметров регулятора напряжения исходят из допустимой амплитуды второй гармоники в его выходном напряжении, поскольку эта гармоника приводит к искажению задающего сигнала токового контура и появлению в токе питающей сети третьей гармоники соответствующей амплитуды и фазы.

Синтез контура напряжения осуществляется с использованием структурной модели с дополнительным усреднением (рис. 6). Расчет основывается на равенстве

, (14)

где – допустимый коэффициент пульсаций напряжения uрн по второй гармонике; uрн0 – 1 4 В и предполагается, что частота  = 2с соответствует участку асимптотической ЛАЧХ РН с наклоном –20 дБ/дек ( > 1/Tрн), описываемому равенством

,

где Rд = Rд1|| Rд2 – сопротивление выходного делителя (рис. 2).

Тогда из равенства (14) находим емкость С1 (рис. 2). Сопротивление Rос определяется через частоту среза разомкнутого контура напряжения

,

где Kн – коэффициент усиления разомкнутого контура системы на рис. 6, определяемый по требуемой статической точности контура; .

Во второй главе исследуются искажения входного тока ККМ с двухконтурной системой управления и способы их уменьшения. Найдены аналитические соотношения, позволяющие рассчитывать процессы в токовом контуре методом припасовывания при идеальном (неискаженном) задающем сигнале и активном сопротивлении цепи силового дросселя r =0 (поскольку реальные ККМ имеют достаточно высокий КПД). Предполагается, что параметры регулятора тока соответствуют условиям реализации процессов конечной длительности (12). Результаты расчетов (рис. 7-11) показывают, что на интервале времени серповидных искажений, наблюдаемых после перехода напряжения питающей сети через нуль и уменьшающихся с ростом частоты переключений, ток силового дросселя не успевает нарасти до значения задающего тока, имеет место режим прерывистого тока дросселя. Зависимость длительности интервала серповидных искажений от начального значения uрт(0) представлена на рис. 8. Рис. 9 иллюстрирует выполнение условий реализации процессов конечной длительности в контуре. Из рис. 11 видно, что независимо от значения uрт(0) в начале полупериода питающей сети в конце полупериода значение uрт оказывается близким к значению опорного напряжения Uоп = 5 В.

С учетом первого уравнения (7) при uСср = const и 0 uрт Uп обоснованы большесигнальные структурные модели токового контура, позволяющие рассчитывать кривые iLср(t) в переходном процессе без учета серповидных искажений.

Показано, что при наличии дополнительной (искажающей) второй гармоники во входном токе ККМ, когда

,

ток питающей сети описывается выражением

,

где

Дополнительная вторая гармоника с амплитудой IL(2)m во входном токе ККМ вызывает появление в токе питающей сети ряда дополнительных гармоник, наибольшими из которых являются первая и третья, причем амплитуда дополнительной третьей гармоники примерно равна половине амплитуды дополнительной второй гармоники входного тока. Дополнительная первая гармоника с амплитудой 0,849IL(2)m увеличивает отставание по фазе полного тока сети от напряжения, остальные гармоники ухудшают коэффициент гармоник.

Появление дополнительной второй гармоники во входном токе ККМ может быть вызвано: 1) серповидными искажениями, существующими даже при идеальном задающем сигнале токового контура; 2) искажениями задающего сигнала токового контура, вызванными влиянием вторых гармоник на выходах регулятора напряжения и цепи прямого регулирования uрн и uп.р . Показано, что допустимые коэффициенты пульсаций этих напряжений по второй гармонике и выражаются через допустимую относительную амплитуду третьей гармоники тока питающей сети, вызванной соответствующей дополнительной второй гармоникой, следующим образом:

(15)

Значения и используются при расчетах РН и емкостных компонентов ФНЧ цепи прямого регулирования по входному напряжению.

Третья глава посвящена моделированию и расчету ККМ с отпиранием силового транзистора при нуле тока. Проанализированы структура и режимы работы микросхемы UC3852 (рис. 12).

Микросхема UC3852 (рис. 12) состоит из следующих основных узлов: 1) генератора пилообразного напряжения (ГПН), включающего в себя источник постоянного тока (ИПТ) на транзисторах VT2-VT4 и операционном усилителе DA5, являющийся источником тока заряда внешнего конденсатора CRAMP , и транзистор VT5, через который происходит разряд конденсатора CRAMP ,  и триггера цепи управления генератором; 2) широтно-импульсного модулятора (ШИМ), включающего в себя ШИМ-компаратор DA4 и триггер ШИМ; 3) усилителя ошибки DA1; 4) компараторов DA6 для контроля момента начала пилообразного напряжения uC.RAMP  и DA7 для контроля превышения этим напряжением значения 1 В; 5) компараторов DA2 для контроля нуля тока силового дросселя и DA3 для контроля перегрузки по току; 6) логических элементов DD1, DD2 для управления триггером ШИМ и DD3, DD4 для управления триггером ГПН; 7) выходного усилителя мощности DA8.

Обоснованы соотношения для расчета силовой части ККМ с управлением на базе этой микросхемы. Поскольку силовая часть работает на границе режима непрерывного тока (РНТ), то справедливы равенства для амплитуды импульса тока силового дросселя

,

и среднего значения тока дросселя за период переключений T

, (16)

где t1 – время включенного состояния силового транзистора; T = t1+ t2 . Согласно равенству (16) в данном случае среднее значение среднее значение iLср автоматически изменяется пропорционально входному напряжению uвх , если t1 = const.

Поскольку период T, а следовательно, и частота f = 1/T изменяется в течение полупериода питающей сети, то строгий анализ режимов работы данного ККМ связан с большими трудностями. Однако, поскольку частота переключений f в данной схеме почти на три порядка превышает частоту питающей сети fс , то можно считать, что изменение частоты f происходит медленно. Также медленно меняется период переключений T (рис. 13), поэтому можно использовать методы анализа, существующие для схем с постоянной частотой f, рассматривая полученные при f = const соотношения во всем диапазоне изменения частоты f.

Формула для расчета индуктивности силового дросселя имеет вид

, (17)

где Uс.min – минимальное действующее значение напряжения питающей сети; fmin – минимально допустимая частота переключений.

Обоснованы аналитические соотношения для расчета переходных процессов в схеме (рис. 12) методом припасовывания, вытекающие из уравнений

, (18)

где uвх определяется выражением (1); согласно рис. 12 Tрн = R4C7 ; Kд = = R7/(R5 + R6 + R7); Kрн = R4/(Rд + R8); задающее напряжение Uз = Uоп(1 + Kрн)/(KрнKд).

Длительность интервала t1 определяется по точкам пересечения кривой uрн(t) с кривой пилообразного напряжения uп(t), формируемой на конденсаторе C6. Некоторые расчетные кривые для Uс = 85 В; iн = 0,2457 А; Uз = 375,9 В, L = 0,5 мГн; С = 220 мкФ; uрн(0) = 7 В и uC(0) = 350 В представлены на рис. 14-17.

Расчетные кривые (рис. 14-17) подтверждают незначительное изменение напряжения uрн , а следовательно, и длительности t1 за полпериода питающей сети и достаточно точное отслеживание кривой iLср(t) за изменениями напряжения uвх(t). Передаточная функция РН соответствует уравнению (18), так же, как и в ККМ с двухконтурной системой управления (рис. 2). Расчет параметров РН производится по усредненной структурной динамической модели (рис. 18, б).

Модель с дополнительным усреднением тока силового диода (рис. 18, б) проверена сравнением процессов, рассчитанных по этой модели (рис. 19), и ранее рассчитанным методом припасовывания (рис. 14-17).

Модель на рис. 18, б позволяет рассчитывать параметры РН аналогично тому, как это делается в ККМ с двухконтурной системой управления.

Четвертая глава посвящена моделированию и расчету ККМ с упрощенной двухконтурной системой управления, работающих в РНТ, но имеющих более простую схему управления. Упрощенная схема микросхемы IR1150 с основными внешними компонентами представлена на рис. 20. Важной ее особенностью

является то, что усилитель ошибки регулирования напряжения и интегратор ШИМ построены не на обычных операционных усилителях, а на так называемых транскондуктивных усилителях (усилителях проводимости) DA1 и DA2, представляющих собой двухвходовые преобразователи “напряжение–ток” (ПНТ). При этом корректирующий двухполюсник усилителя ошибки RZ , CZ , CP  оказывается включенным не в цепи обратной связи ОУ, а между выходом ПНТ DA1 и землей, а интегрирующий конденсатор Cи – между выходом ПНТ DA2 и землей. На вывод 6 (VFB) микросхемы через делитель RA , RB  поступает сигнал обратной связи по выходному напряжению ККМ, равный Kдuвых , где Kд = RB/(RA + RB), а на вывод 3 (ISNS) через RC-фильтр RSF , CSF  – сигнал, пропорциональный току дросселя, равный RSiL . Частота переключений определяется задающим генератором ЗГ, для чего требуется подключить к выводу 2 (FREQ) всего один внешний компонент – резистор RF .

Микросхема IR1150 имеет восьмивыводовый корпус. Выводы, не показанные на рис. 20, а, предназначены: 7 (VCC) – для подачи напряжения питания на микросхему; 8 (GATE) – выход микросхемы для подключения затвора силового МДП-транзистора; 1 (COM) – земля и 4 (OVP/EN) – для защиты от превышения выходного напряжения ККМ над заданным уровнем.

С учетом высокой частоты переключений f = 1/T выходное напряжение ненасыщенного усилителя ошибки

(19)

можно считать постоянным за период T. В равенстве (19) опорное напряжение VREF , формируемое внутри микросхемы, обозначено через Uоп ; gуо – крутизна ПНТ DA1, которая согласно паспортным данным микросхемы находится в пределах от 30 до 55 мкСм (типовое значение 40 мкСм); Rн.уо – сопротивление нагрузки усилителя ошибки, равное параллельному соединению входного сопротивления интегратора и сопротивления цепи коррекции усилителя ошибки.

Выходное напряжение интегратора DA2

, (20)

где gи – крутизна ПНТ DA2, время t отсчитывается от момента размыкания ключа сброса, совпадающего с моментом начала очередного выходного импульса ШИМ uшим и отпирания силового транзистора.

Момент t1 срабатывания компаратора DA4 определяется из уравнения

, (21)

где iL(t1) – значение тока дросселя в момент срабатывания компаратора, совпадающий при принятых допущениях с моментом запирания силового транзистора ККМ; Kтс = 2,5 – коэффициент усиления по напряжению усилителя DA3.

С учетом выражения (20) из (21) получим уравнение для определения t1

. (22)

Если постоянная времени интегратора

Tи = Cи /gи (23)

поддерживается равной периоду T, то из (22) следует равенство

, (24)

где  = t1 /T – относительная длительность выходного импульса ШИМ.

Учитывая равенство 1 –  = uвх /uвых , выражение (24) можно представить в виде

, (25)

откуда следует, что мгновенное значение тока дросселя в момент выключения силового транзистора ККМ при выполнении условия (Tи = T) изменяется пропорционально входному напряжению uвх .

Обоснованы динамические модели ККМ с упрощенной двухконтурной системой управления: линеаризованная импульсная модель (рис. 21), которую целесообразно использовать для анализа устойчивости контура тока, и усредненная структурная модель (рис. 22), которая отличается от аналогичных моделей ККМ с двухконтурной системой управления (рис. 6) и с отпиранием силового транзистора при нуле тока (рис. 18, б) только выражениями для коэффициента усиления контура и возмущающего воздействия.

На числовом примере рассмотрены особенности расчета параметров силовой части и внешних компонентов микросхемы IR1150.

В заключении сформулированы основные результаты по диссертационной работе.

В приложении приведены результаты экспериментального исследования ККМ с отпиранием силового транзистора при нуле тока, которые выполнены совместно с магистром техники и технологии А. А. Красновым. Создание и испытание экспериментального образца ККМ позволило убедиться в наличии всех обнаруженных теоретическим анализом особенностей режимов работы ККМ и большой важности рационального конструирования силового дросселя, выбора и размещения силовых и слаботочных компонентов и правильной разводки печатной платы.

Заключение

1. Выполненный анализ схем и методик их расчета подтвердил целесообразность разделения ККМ на три основные группы: с двухконтурной системой управления; с отпиранием силового транзистора при нуле тока дросселя; с упрощенной двухконтурной системой управления. Кроме того, схемы каждой из групп могут быть построены по однофазному и многофазному вариантам.

2. Показано, что расчет емкости выходного конденсатора во всех трех группах схем ККМ производится одинаково: либо из условия аварийного поддержания выходного напряжения на уровне не ниже заданного в течение некоторого интервала времени после исчезновения напряжения питающей сети, либо по заданному уровню низкочастотных пульсаций выходного напряжения. Амплитуда низкочастотных пульсаций выходного напряжения пропорциональна входной мощности ККМ, обратно пропорциональна удвоенной частоте питающей сети, емкости выходного конденсатора и выходному напряжению.

3. Показано, что исходные положения при расчете индуктивности силового дросселя ККМ в схемах с двухконтурной системой управления, работающим в РНТ с постоянным периодом переключений, и в схемах с отпиранием силового транзистора при нуле тока дросселя существенно отличаются: в схемах с двухконтурной системой управления индуктивность ограничена снизу, минимальное значение индуктивности обратно пропорционально максимально допустимому значению размаха пульсаций тока дросселя и частоте переключений, которая постоянная; в схемах с отпиранием силового транзистора при нуле тока значение индуктивности ограничено сверху и обратно пропорционально минимально допустимой частоте переключений. Определено, что для уменьшения серповидных искажений входного тока во всех схемах необходимо стремиться выбирать как можно большее значение частоты переключений, а для этого индуктивность дросселя должна быть как можно меньшей.

4. Разработанные динамические модели ККМ, основанные на методах разделения движений, припасовывания и усреднения, позволили обосновать и уточнить методики расчета, известные из фирменных рекомендаций по применению микросхем управления ККМ, выявить их недостатки и проблемы, требующие дальнейших исследований.

5. Выполненный методом припасовывания расчет переходных процессов в ККМ показал отсутствие в известных публикациях обоснований методик оценки серповидных искажений входного тока, недостаточную разработку методик расчета гармонического состава тока питающей сети. Этот расчет также показал целесообразность синтеза контура тока ККМ по условию реализации в контуре процессов конечной длительности, что возможно только с использованием дискретных моделей контура тока. Показано, что при использовании ПИ-регулятора тока постоянная времени числителя передаточной функции регулятора тока должно выбираться равной периоду переключений, а коэффициент усиления контура тока – равным отношению постоянной времени цепи силового дросселя к периоду переключений.

6. Показано, что усредненные за период переключений структурные модели контуров регулирования выходного напряжения отличаются тем, что коэффициент усиления разомкнутого контура изменяется пропорционально квадрату мгновенного значения входного напряжения ККМ, т. е. от 0 до максимального значения с удвоенной частотой питающей сети. Такие модели не могут быть использованы для синтеза контура известными инженерными методами.

7. Поскольку ток силового диода, представляющий собой последовательность импульсов сложной формы с длительностью, равной половине периода питающей сети, хорошо сглаживается выходным конденсатором достаточно большой емкости, то предложено использовать дополнительное усреднение тока силового диода за полпериода питающей сети, что незначительно искажает кривую выходного напряжения ККМ. Полученные таким образом структурные модели для схем трех групп отличаются только выражениями для коэффициентов усиления разомкнутого контура напряжения и возмущающего воздействия контура напряжения. Во всех трех схемах коэффициент усиления контура напряжения изменяется пропорционально квадрату действующего значения напряжения питающей сети, но в схеме с двухконтурной системой управления этот недостаток компенсируется введением цепи прямого регулирования по входному напряжению ККМ.

8. Показано, что ток нагрузки во всех схемах ККМ вызывает значительную статическую ошибку регулирования выходного напряжения, несмотря на наличие в контуре напряжения астатизма первого порядка. В схеме с упрощенной двухконтурной системой регулирования возмущающее воздействие оказывается существенно больше тока нагрузки, что дополнительно ухудшает точность регулирования выходного напряжения.

9. На экспериментальном макете ККМ с включением силового транзистора при нуле тока дросселя качественно проверены и сравнены с результатами численных расчетов процессы, протекающие при пуске ККМ и в установившемся режиме.

Основные результаты диссертации опубликованы в следующих работах:

Публикации в ведущих рецензируемых научных журналах
и изданиях, рекомендованных ВАК

  1. Серебрянников, А. В. Структурные и схемные динамические модели импульсных преобразователей / Г.А. Белов, А.В. Серебрянников, А.А. Павлова // Вестник Чувашского университета. – 2008. – № 2. – С. 138-151.
  2. Серебрянников, А. В. Частотный метод синтеза непрерывного корректирующего устройства для импульсного преобразователя / Г.А. Белов, А.В. Серебрянников, А.А. Павлова // Вестник Чувашского университета. – 2008. – № 2. – С. 151-166.
  3. Серебрянников, А. В. Моделирование корректоров коэффициента мощности на основе метода усреднения / Г.А. Белов, Г.В. Малинин, А.В. Серебрянников // Нелинейный мир. – 2009. – № 9. – Т. 7. – С. 675-683.
  4. Серебрянников, А. В. Анализ пульсаций входного тока и выходного напряжения двухфазного повышающего импульсного преобразователя / Г.А. Белов, А.А. Павлова, А.В. Серебрянников // Вестник Чувашского университета. – 2009. –№ 2. – С. 185-192.

Публикации в прочих изданиях

  1. Серебрянников, А. В. Математическое моделирование составного импульсного преобразователя / Г.А. Белов, А.В. Серебрянников // Информационные технологии в электротехнике и электроэнергетике: Материалы V Всерос. науч.-техн. конф. – Чебоксары: Изд-во Чуваш. ун-та, 2004. – С. 37-47.
  2. Серебрянников, А. В. О применении фазовых псевдопортретов при анализе импульсных преобразователей / Г.А. Белов, Г.В. Малинин, А.В. Серебрянников // Информационные технологии в электротехнике и электроэнергетике: Материалы VI Всерос. науч.-техн. конф. – Чебоксары: Изд-во Чуваш. ун-та, 2006. – С. 152-159.
  3. Серебрянников, А. В. Исследование переходных характеристик токовых контуров импульсных преобразователей с ПИ-регулятором тока дросселя / Г.А. Белов, Г.В. Малинин, А.В. Серебрянников // Информационные технологии в электротехнике и электроэнергетике: Материалы VI Всерос. науч.-техн. конф. – Чебоксары: Изд-во Чуваш. ун-та, 2006. – С. 164-176.
  4. Серебрянников, А. В. Статические характеристики и устойчивость импульсного преобразователя с двусторонней ШИМ-2 / Г.А. Белов, Д.С. Лукиян, А.В. Серебрянников // Практическая силовая электроника. – 2008. – № 29. – С. 34-39.
  5. Серебрянников, А. В. Структурные динамические модели и частотный метод синтеза двухконтурных систем управления импульсными преобразователями / Г.А. Белов, А.А. Павлова, А.В. Серебрянников // Силовая электроника. – 2008. – № 3. – С. 98-106.
  6. Серебрянников А.В. Частотный метод синтеза двухконтурных систем управления импульсными преобразователями / А.В. Серебрянников // Молодежь: наука и инновации: Сб. научн. трудов в области фундаментальных наук. – Чебоксары: Изд-во Чуваш. ун-та, 2008. – С. 100-111.
  7. Серебрянников, А. В. Сравнение однофазного и двухфазного корректоров коэффициента мощности с отпиранием силовых транзисторов при нуле токов дросселей / Г.А. Белов, А.А. Павлова, А.В. Серебрянников // Силовая электроника. – 2009. – № 3. – С. 36-39.
  8. Серебрянников, А. В. Моделирование и исследование корректора коэффициента мощности с включением силового транзистора при нуле тока / Г.А. Белов, А.В. Серебрянников // Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем: Материалы VIII Всерос. науч.-техн. конф. – Чебоксары: Изд-во Чуваш. ун-та, 2009. – С. 41-55.
  9. Серебрянников, А. В. Динамические модели силовой части двухфазного повышающего импульсного преобразователя / Г.А. Белов, А.А. Павлова, А.В. Серебрянников // Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем: Материалы VIII Всерос. науч.-техн. конф. – Чебоксары: Изд-во Чуваш. ун-та, 2009. – С. 223-236.
  10. Серебрянников, А. В. Сравнение характеристик корректоров коэффициента мощности на базе однофазного и двухфазного повышающих импульсных преобразователей с переключениями при нуле тока / Г.А. Белов, А.А. Павлова, А.В. Серебрянников // Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем: Материалы VIII Всерос. науч.-техн. конф. – Чебоксары: Изд-во Чуваш. ун-та, 2009. – С. 237-245.

Личный вклад автора. В работах, написанных в соавторстве, автору принадлежат: исследование структурных схем [1, 5] и получение расчетных зависимостей [4, 6-10, 13, 14], расчет конкретных числовых примеров [2], моделирование ККМ с отпиранием силового транзистора при нуле тока в пакете Matlab [3], моделирование усредненной нелинейной структурной модели силовой части ККМ в среде Simulink [12].

Формат 60х84/16. Бумага офсетная

Печать оперативная. Тираж 100 экз. заказ № _____

Отпечатано в типографии Чувашского госуниверситета

428015, Чебоксары, Московский проспект, 15



 





<
 
2013 www.disus.ru - «Бесплатная научная электронная библиотека»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.